Mosfetansteuerung

Hallo Zucker,
solche Fragen von Dir ?

Ich habe mir eine einfache Meßschaltung gebaut um Mosfet auf Paarigkeit auszumessen. (Stand auf einer australischen Seite im Netz, wo man so hinkommt beim Surfen!) Ich nehme an, das ist dann die UGS die man da raus bekommt.
Also eine IC Fassung nehmen, in die man die die FETs dann reinsteckt, dort die Pins für D und G kurzschließen. Davor in Richtung der Speisespannung(15Volt) 150 Ohm/2..4 Watt löten. Am Source kommt je nach Polung des FET (N oder P-Kanal) die andere Seite der Speisespannung. Dann FET reinstecken und Spannung über DS = GS messen und schon hat man einen Wert, der von 2,85 ...4,3 Volt für IRF 530/9530 reicht. (ca. 40 Stück in den letzten vier Wochen gemessen.)
Das erklärt eventuell dein Problem mit R13, falls deine über 4 Volt liegen. Wenn es sich so einstellen läßt, würde ich es so machen und lassen
Noch ein Tip : Diese Schaltung überkompensiert den TK der Mosfet, der Ruhestrom sinkt hier deutlich! mit steigender Temperatur. Wenn man in den Emitterzweig von T4 82...120 Ohm schaltet, kann man recht exakt den TK der MOSFET treffen. Den genauen Wert durch probieren rausbekommen, mit 82 Ohm anfangen. Voher Ruhestrom auf Minimum einstellen !!!
R17 und R18 sind etwas hoch, probiere da mal 220 Ohm. Macht die Ansteuerung der Mosfet schneller.
Bei Mosfet gibt es keine Stromverstärkung, weil die statisch keine Strom am Gate ziehen(ist extrem hochohmig), ABER es gibt die STEILHEIT. Die gibt an wie sich bei welcher Delta UGS der Strom durch den FET ändert. Einheit Siemens Z.B. 5 Siemens = 5 Ampere pro 1 Volt UGS Änderung.

Jetz fahre ich erstmal mit Frau etwas Fahrrad. Nachher mehr zum dynamischen Verhalten der FETS.

Hallo Lothar,

Ich habe mir eine einfache Meßschaltung gebaut um Mosfet auf Paarigkeit auszumessen. (Stand auf einer australischen Seite im Netz, wo man so hinkommt beim Surfen!) Ich nehme an, das ist dann die UGS die man da raus bekommt. Also eine IC Fassung nehmen, in die man die die FETs dann reinsteckt, dort die Pins für D und G kurzschließen. Davor in Richtung der Speisespannung(15Volt) 150 Ohm/2..4 Watt löten. Am Source kommt je nach Polung des FET (N oder P-Kanal) die andere Seite der Speisespannung. Dann FET reinstecken und Spannung über DS = GS messen und schon hat man einen Wert, der von 2,85 ...4,3 Volt für IRF 530/9530 reicht. (ca. 40 Stück in den letzten vier Wochen gemessen.) Das erklärt eventuell dein Problem mit R13, falls deine über 4 Volt liegen. Wenn es sich so einstellen läßt, würde ich es so machen und lassen

Gemessen hab ich mit dem DCA 55 von Atlas, vielleicht kennst Du diese kleinen Geräte. Bei allen bipolaren T`s hat er mich noch nie belogen und so nehme ich an, daß die Ugs Messung auch stimmt. Dabei ist die Ugs der N-Kanal um 3.2V , die Ugs der P-Kanal um 3.4V. Ich hab nun 2 gleiche herausgesucht. Diese haben beide eine Ugs von 3.4V. Es müsten demnach 6.8V Vorspanne über der CE Strecke des T4 stehen - ist aber nicht. Es sind definitiv nur 4.5V. Den Ruhestrom hab ich auf 22mA gebracht und laut Oszi sind dann keine Übernahmeknicke mehr da.

Gibt es denn einen Unterschied zwischen Deiner Ugs Messmethode zum Atlas Peak DCA 55?

Noch ein Tip : Diese Schaltung überkompensiert den TK der Mosfet, der Ruhestrom sinkt hier deutlich! mit steigender Temperatur. Wenn man in den Emitterzweig von T4 82...120 Ohm schaltet, kann man recht exakt den TK der MOSFET treffen. Den genauen Wert durch probieren rausbekommen, mit 82 Ohm anfangen.

Ok, ein Re für T4 kann in dem Fall wohl nicht schaden, würde sich aber im Testlauf, sagen wir in den ersten Minuten bei kurzgeschlossenem Eingang sicher nicht bemerkbar machen.
Dem Einbau steht nichts entegegen, es ist in dem Fall genügend Spannungsreserve für das Hochsetzen vorhanden.

R17 und R18 sind etwas hoch, probiere da mal 220 Ohm. Macht die Ansteuerung der Mosfet schneller. Bei Mosfet gibt es keine Stromverstärkung, weil die statisch keine Strom am Gate ziehen(ist extrem hochohmig), ABER es gibt die STEILHEIT. Die gibt an wie sich bei welcher Delta UGS der Strom durch den FET ändert. Einheit Siemens Z.B. 5 Siemens = 5 Ampere pro 1 Volt UGS Änderung.

Bis dahin ist das mit dem Strom am Gate klar aber:

Laut roter Bibel, 12. Auflage Seite 908 wird die Vorspanne aus:

Uvor = Id x R19 + Up x (1 + (wurzel (Id / Ids)))

Ich nehme an, die Herren T/S meinen mit "Up" die Abschnürspannung. Diese würde hier eigentlich doch bei eben diesen 3.2V Ugs bzw. darunter liegen.

In dem Fall würde:

Uvor = 3.75A x 0.22R + 3.2V x (1 + (wurzel (3.75A / ?A)))

Ich komm hier mit dem Ids nicht klar. Um auf 4V Uvor zu kommen, müßte der Ids höher sein als der Id.

Nein das Atlasgerät kenne ich nicht. Vielleicht ermittelt das die UGS bei höheren Strömen, als bei deinen Ruhestrom von 20 mA. Das könnte auch die Abweichung erklären.
Aber Du sagtst ja mit R13 12k geht es. Erscheint mir viel zu hoch. Ich kenne da so maximal 4,7 k auch bei 1k unten und 470 Ohm Poti. Allerdings mit 100 Ohm in Reihe zum Emitter und 15 mA Querstrom.


Vergessen wir erstmal die rote Bibel. Wird ja sein, das deren Formel für gewisse Voraussetzungen stimmt.

Die Ansteuerung des Mosfet ist so, als ob man einen Kondensator aufladen (zum Öffnen) und entladen muß (zum Schließen). Präzißer gesagt zwei Kondensatoren. Nämlich erstens der zwischen Gate und Source und der zweite liegt zwischen Gate und Drain. Soweit so klar, diese Kapazitäten gibt es beim Transistor zwischen BE und BC auch.
ABEEERRRR , leider sind die bei Leistungsfet um Größenordnungen größer (Bereich einige nF) und zudem noch stark nichtlinear. Das heißt, will ich so ein Teil schnell und sauber ansteuern, muß die Ansteuerung niederohmig erfolgen !! Also nichts mit leistungsloser Steuerung. Die Ansteuerleistung beträgt bis zu je 0,5 W fürs Einschalten und Ausschalten bei hohen Freuqenzen.


Achso und dann bilden R17/18 natürlich einen Tiefpaß mit einigen nichtlinearen Nanofarad. (stärkere Verzerrungen in den Höhen)
Siehe hierzu:
http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irfp240.pdf
Figure 6
Ab ca. 6,5 Volt UGS passiert erstmal eine Weile garnichts mehr. Bis die Kapazität aufgeladen ist. Dann geht es weiter.

Ich sehe gerade in Figure 5, die Eingangskapazitäz UGS beträgt 2,5 nF. Dazu kommt dann noch die Millerkapazität.
Die sieht mit 1,3nF maximal erst einmal verhältnissmäßig klein aus. Aber letzten las ich einen schlauen Artikel, da machte der Autor darauf aufmerksam, das das Diagramm ja links weitergeht(entspricht Transistor in Sättigung). Weil dann nämlich wenn Ugate größer als Udrain ist, das Diagramm eine negative Seite hat und da steigt die Kapazität nochmal an.

Hört sich erstmal alles nicht so gut an. Auf den Schreck.

Aber wie gesagt mit niederohmiger Ansteuerung bekommt man das alles recht vernünftig in den Griff.
Ansonsten eben bei Höhen stärkere Verzerrungen. Bei welcher Frequenz hast Du denn den Klirrfaktor gemessen ?
Deshalb am Schluß die Gatewiderstände so niederohmig wie möglich machen, ohne das der Vertärker schwingt. Ein nebenher laufendes UKW Radio liefert da gute Kontrollergebnisse, wenn der Verstärker sehr hoch schwingt drückt er UKW Sender sofort weg.

Wird der Klirr weniger, wenn Du mit dem Ruhestrom auf 50 mA hochgehst?

Soll dei Schaltung so bleiben oder ist das ein erster Versuch ?
Lese gerade Testaufbau. Kannst Du ja noch einiges Verbessern. Aktive Last; Stromquelle statt R12; Treiber vor die FETs.

Was macht der Offset, wenn Du R5 ganz rausläßt und auf die Einstellung verzichtest ?

R6 größer machen(10...15k) und zu LED1 22µF parallelschalten. Siebt besser und brummt damit weniger.

Hallo Lothar,

ich fang mal von unten an.

R6 größer machen(10...15k) und zu LED1 22µF parallelschalten. Siebt besser und brummt damit weniger.

22µ sind selbstverständlich drüber. Über 3.9K will ich da mal nicht gehen, weil sonst der Strom zu gering wird. Ich habe die Erfahrung gemacht, daß eine LED wenigstens 4mA für eine gerade Kennlinie benötigt. Hier und in allen anderen Schaltungen bin ich mit 5mA immer gut gefahren. Die Ptot des R bleibt auch erträglich.

Was macht der Offset, wenn Du R5 ganz rausläßt und auf die Einstellung verzichtest ?

Kann ich noch nichts zu sagen, weil die Offsetregelung immer prophylaktisch mit bei kommt. Allerdings baue ich sie normalerweise an die invertierende Seite der Diff-stufe. Ob das nun eine Auswirkung hat, weiß ich nicht.

Soll dei Schaltung so bleiben oder ist das ein erster Versuch ? Lese gerade Testaufbau. Kannst Du ja noch einiges Verbessern.

Das ist ein Test und das erste mal mit Mosfet. Mit den Dingern bin ich noch "per Sie".

Wird der Klirr weniger, wenn Du mit dem Ruhestrom auf 50 mA hochgehst?

Nein, da gibt es keine Änderung, egal ob 22mA (dort ist er jetzt) oder 50mA. Der Klirr ist bei 1Khz mit 0.3% und bei 5Khz mit 0.32% gemessen und bleibt da. Allerdings kommt die Zahl erst bei Vollaussteuerung (das waren hier 10.75V~) zustande. Bis etwa 5V~ ist nicht viel zu messen.

Figure 6 Ab ca. 6,5 Volt UGS passiert erstmal eine Weile garnichts mehr. Bis die Kapazität aufgeladen ist. Dann geht es weiter. Ich sehe gerade in Figure 5, die Eingangskapazitäz UGS beträgt 2,5 nF. Dazu kommt dann noch die Millerkapazität. Die sieht mit 1,3nF maximal erst einmal verhältnissmäßig klein aus. Aber letzten las ich einen schlauen Artikel, da machte der Autor darauf aufmerksam, das das Diagramm ja links weitergeht(entspricht Transistor in Sättigung). Weil dann nämlich wenn Ugate größer als Udrain ist, das Diagramm eine negative Seite hat und da steigt die Kapazität nochmal an

Und wenn ich das jetzt lese, dann werden meine 5mA Querstrom wohl ein Witz sein. Ich nahm an, die Kapazitäten liegen im niedrigen pF Bereich.
Erklär mir bitte was eigentlich in der Zeit der Geraden in Figur 6 passiert.
Vergeht da eine Zeit, in der nicht übertragen wird, bzw. der Id gleich bleibt? Dann müßte die Amplitude aber auf dem Schrim eine Fehlstelle haben oder so.

In dem Zusammenhang käme jetz das

Aktive Last; Stromquelle statt R12; Treiber vor die FETs.

mit hinzu. Von daher wird wohl eine beidseitige aktive Last und dann gleich eine symm. Einspeisung gut sein. R12 ist nur als Test dabei, damit ich irgendwie einen Anfang habe.

Was nimmt man für die Stromtreiber, auch Mosfet oder Bipolare.

Achso und dann bilden R17/18 natürlich einen Tiefpaß mit einigen nichtlinearen Nanofarad. (stärkere Verzerrungen in den Höhen)

Ich hab die nur eingesetzt, weil es auf Plänen so war. Der Sinn ist mir nicht ganz Klar. Normalerweise würde man bei Bipolaren mit den R`s eine Phasenreserve oder eben ein Filter erzeugen. Dort geht es dann aber um 1 bis 20R. Haben sie hier noch eine andere Bedeutung, bspw. eine Strombegrenzung?
Ansonsten fliegen sie raus.

Aber Du sagtst ja mit R13 12k geht es. Erscheint mir viel zu hoch. Ich kenne da so maximal 4,7 k auch bei 1k unten und 470 Ohm Poti. Allerdings mit 100 Ohm in Reihe zum Emitter und 15 mA Querstrom.

Ja das ist eben das Kuriosum. Ich kenne die Regelung auch so ähnlich. Ob nun ein Re drin ist oder nicht, tut im Moment mal nix zur Sache. Fakt ist, das bei einer Verringerung der Wertigkeit der R Kette irgendetwas am Ugs der Mosfet klemmt. Normalerweise dürfte das gar keine Auswirkung haben, ist doch der Strom nur als Basisstrom für den Ruheströmling. Der hat einen Hfe von 150 und müßte für 5mA mit 500µA Querstrom mehr als zufrieden sein.
Obwohl - ohne Re - vielleicht schiebt sich die CE Strecke des T4 in eine Unsymmetrie gegenüber der Mitte und den beiden Gates. Vielleicht braucht T4 einen Re und einen Rc.

Nein das Atlasgerät kenne ich nicht. Vielleicht ermittelt das die UGS bei höheren Strömen, als bei deinen Ruhestrom von 20 mA. Das könnte auch die Abweichung erklären.

Der misst mit Id = 2.5mA. Wie hoch der Gatestrom ist, sagt er nicht. Ugs = 3.39V für einen IRFP 240. Jetzt seh ich gerade, das dahinter threshold steht. Ist das möglicherweise gar nicht der Öffnungspunkt, sondern der, ab dem er voll leitet?

Hier mal ein Link zu dem Messer. Eigentlich tut er gute Dienste aber für Leistungs-T wohl dann doch nicht.
http://de.farnell.co...sp?SKU=3357107&N=401

viele Grüße

Drain und Gate kurzschliessen, 50Ohm Vorwiderstand (oder so) und 10V über R und Source legen. Dann UGS messen, das ist dann die Thresholdspannung.
Die Vorspannung sollte schon ein wenig drüber liegen. Die Mossis haben ganz schönes Mismatch. Da ist Selektieren nicht unratsam.
Mit einem Messer für Bipos wirst Du wahrscheinlich falsche Ergebnisse bekommen. Bei DC-Ansteuerung wirst Du auch nur einen Gateladestrom kurzeitig (je nach Treiberimpedanz) messen. Ist ja schließlich isoliert das Gate (Gateleakage und solche Schweinereien lassen wir mal unter den Tisch fallen). Dennoch niederohmig treiben, da wie Ultraschall ja schon gesagt hat, die Gatelastkapazität groß ist.

Grüße

Kawa

Aha, Ziel erkannt.

I-Ruhe auf 50mA hochgenommen, hatte wohl gestern einen optischen Knick. Nun stimmt die Uce des Ruheströmlings und liegt bei exakt 7.6V. Damit klappt es auch mit dem Atlas-Messer. Er hatte ja um die 3.3V - 3.4V als Ugs angegeben. Übrigens, der erkennt ob Bipolar oder Mosfet.

Uv über R12 exakt 3.8V, damit 5.38mA. Uv über R16 exakt 650mV, damit 5.4mA.
Die Widerstandskette über der CE Strecke des T4 sollte 500µA bei 8V fließen lassen. Mit den 7.6V stimmt die Berechnung mit 15.2K wieder.
Der Offset passt nun auch.

So denn, bis dahin klör Frau Glör ABER:
Die untere Halbwelle geht nun eher in die Begrenzung. Kann das mit dem höheren RDSon des P-Kanal Mosfet zu tun haben?

Als Treiber bipolere nehmen, aber keine BD-Typen sondern schnellere Video Transistoren. Sehr gute Erfahrungen habe ich hier mit sogenannten Highdefinition-Videotransis gemacht.
Schau mal hier: http://www.speaker.e...3/mod3Spice(sch).gif
Da hat gegentakt meine Mosfet 2 um- und weiterentwickelt.
Ist wirklich okay so. Habe mal probehalber aufgebaut, gab zwar Schwingprobleme, weil ich wesentlich weniger Verstärkung eingestellt habe. Und dann habe ich noch diverse Änderungen gemacht. Aber das will ich hier garnicht alles erzählen. Klingt jetzt jedenfalls "Schweinegut" und in der Höhenauflösung Mosfet2 eindeutig überlegen. (Und das mit den billigen IRF FETs.)
V11 bringt auch eindeutig was (Höchstes Lob an Gegentakt!)
Da wird die Millerkapazität in Verbindung mit R10 gleich zur Frequenzgangkompensation eingesetzt.


Nimm aber nicht die Ruhestromstabilisierung von Radscharf/Gegentakt sondern die mit einen BD mit Emitterwiderstand. (Und, und, und....Habe viel umdimensioniert.)

Zur Stromquelle: eine SI-Diode in Reihe zur LED, ist zur Temperaturkompensation der BE-Spannung unbedingt zu empfehlen

zucker schrieb:

So denn, bis dahin klör Frau Glör ABER: Die untere Halbwelle geht nun eher in die Begrenzung. Kann das mit dem höheren RDSon des P-Kanal Mosfet zu tun haben?

Gewagte Frage: warum nicht die Mosfets vertauschen? Aus dem Source-Folger einen Inverter machen, und die Rails sind problemlos erreichbar? Der dynamische Innenwiderstand wird doch über die Diff-Amp Gegenkopplung definert. Die "End"stufe hat dann zwar eine Verstärkung >1, die Gesamtverstärkung wird aber durch den Spannungsteiler in der Gegenkopplung bestimmt.

Nur mal so ne Idee ...

Grüße

Kawa

Hallo Henry, könnte es sein (ist mir ja auch schon passiert), dass R13 nicht 6,2k hat, wie er sollte, sondern 62k? Weil sonst würde das ganze wirklich keinen Sinn ergeben. Und bei 1% Widerständen kann man sich mal vertun...
Einen Gatestrom in dem Sinne gibt es eigentlich nicht. Es gibt aber die Kapazitäten Gate zu Source und Gate zu Drain.
Diese führen zu einem frequenzabhängigen Strom oder anders gesagt, die Cgd wirkt wie eine Kapazität Kollektor-Basis an einem Transistor. Je nach Impedanz der Ansteuerung ergibt sich eine höhere oder tiefere Grenzfrequenz. Das wäre in diesem Fall R12 zu Cgd.
Diese Kapazität ist mit der vollen Spannung wirksam, da sich ja die Ugd gleich ändert wie die Wechselspannung an R12.
Die Kapazität Cgs wirkt sich dagegen geringer aus, weil dafür ja eigentlich nur die Ugs massgebend ist, und die liegt weit unter der Udg.
Soviel mal als erstes, jetzt muss ich erst wieder weiterlesen..
Gruss
Richi

Gab es und gibt es auch so. Aber das ist dann eine völlig andere Schaltung. (Glaube Beobachter hat hier so was ins Netz gestellt.)
(Und dann brauchst Du wirklich eine höhere Leerlaufverstärkung, um den Innenwiderstand niedrig zu bekommen und um Speisespannungseinstreuungen zu unterdrücken.Und die Vorspannungserzeugung ist auch eine ganz andere, aber es geht. Aber ich denke, Zucker will sich erst mal reinarbeiten und da ist das so, wie er es jetzt macht schon ganz gut, um sich über bestimmte Dinge klar zu werden.)


Mit der unteren eheren Begrenzung:
Kann sowohl was mit dem höheren Widerstand, als auch mit eventuell höherer benötigter Ugs zutun haben. Deshalb spendiert man den Treibern ja bei Mosfets so gern eine um 10...15V höhere Speisespannung. Erhöht den Wirkungsgrad und verkleinert damit den Kühlkörper.

In der Zeit der Geraden bei Figure 6 passiert , wenn ich mich recht erinnere hauptsächlich die Umladung der GD-Kapazität.
Diese Diagramme werden mit Konstantstromeinspeisung (=hochohmig)aufgenommen und da hakt das Öffnen des Fets tatsächlich etwas. Aber bei den meisten Herstellern gibt es da ganz gute Seiten wo das ausführlicher und besser als von mir erklärt ist. Und sicher auch richtiger.
Auf dem Oszi zu sehen? Ich glaube, da müßte man noch hochohmiger einspeisen, um das deutlich zu sehen. Bei einen k von unter 3 % sieht man, denke ich mal, nichts.

Hallo Ultraschall,

es freut mich ganz außerordentlich, daß du mit dem Umbau klanglich einen Erfolg gehabt hast, prima!

Ich möchte mich nicht dazwischendrängen, aber vielleicht ein paar Bemerkungen zu den Mosfets und allgemein, die vielleicht auch Henry demnächst nützlich sein könnten: Mosfet 3 ist ja wegen der sehr hohen Bandbreite nicht ganz einfach zu beherrschen, das Layout muß den theoretischen Fähigkeiten, die in dieser Schaltung stecken, schon erheblich Rechnung tragen, damit die ganze Kombi an zum Teil widersprüchlichen Eigenschaften bezüglich Bandbreite, Klirrfaktor und Stabilität erschlossen werden kann. Auch die geschlossene Schleifenverstärkung (Spannungsverstärkung) sollte aus eben diesen Stabilitätsgründen entsprechend hoch liegen, das ist Teil der Gesamtabstimmung. Die "lockere" Gegenkopplung, die Bandbreite (bzw. Slewrate) und der dennoch niedrige Klirrfaktor waren ein entscheidendes Ziel der Entwicklung im Zusammenhang mit niedrigen Transientenverzerrungen einschließlich hoher Dämpfung und Stabilität. Einzelfaktoren, die zusammengenommen ja bekanntlich schwer unter einen Hut zu bekommen sind.

Wenn man andere Mosfets einsetzt, ist das übrigens nicht sonderlich kritisch, ein wesentlicher Teil der Stabilität geht auf das Konto der Millerkillerstufe und der an diesem Punkt durchgeführten Frequenzgangkorrektur. Natürlich spielt auch die enorme Stromlieferfähigkeit der Stromquelle und der Videotreiberstufe (Letztere mit ihrem niedrigen Ausgangswiderstand) eine Rolle bzw. letztlich die lineare und breitbandige Verstärkung der wenigen, asymmetrischen Spannungsverstärkerstufen. Gegen stärkere Ruhestromschwankungen der Mosfets ist der Klirrfaktor nach meinen Erfahrungen nahezu immun, der Aufwand zu dessen Stabilisierung muß daher bei entsprechender Kühlung nicht hoch sein. Als Faustregel könnte man sagen: je fetter (kapazitiver) die Mosfets, desto höher die Neigung, im Testbetrieb mit Rechtecksignalen die Endstufe in den Kurzschlußbetrieb zu fahren - d.h. die Überlappung der Sourceströme wird zunehmend größer und die Verlustleistung steigt. Mit Eingangsfilter und Musiksignalen ist das jedoch überhaupt kein Thema. Dagegen bekommen richtig dicke und entsprechend schwer aus der Speicherzeit zu bekommende bipolare "Endtöpfe" hier etwas früher Probleme, d.h. bei höchsten Audiofrequenzen laufen sie schneller Gefahr, bei hohen Strömen heiß zu werden (im Nulldurchgang schalten sie auf hohem Stromniveau überhaupt nicht mehr ab).

Vielleicht zeigst du die Schaltung auch mal her, interessant zu sehen, wie du das individuell angepackt hast.

Hallo,

und Dank an alle.
Soviel Feedback hätt ich gar nicht erwartet.

Die Mosfetstufe 3 ist noch nicht dran, da fehlen noch Grundlagen. Im Moment geht es um die sichere Gestaltung der Mosfetansteuerung und deren Verhalten.
Der Treiberstrom müßte nun aber hoch genug sein. R21 soll ab 330mA den Mosfet öffnen, dann müßten die 3.3V Ugs erreicht sein.

Einmal Plan neu - wird morgen geätzt und aufgebaut. Achtung andere Bauteilbezeichnung.
Ich hoffe nur mal, der BC 337 (T4) macht die 15mA ohne Kühlung mit.



Die höhere Ub für die Treiber/Vorstufe ist noch nicht bei > kommt später.

Richard, die 6.2K waren wirklich 6.2K. Seit eben diesem von Dir angesprochenem Malheur mess ich alle R`s vorher aus.

Zu Kawas Antwort:
Kann man die Mosfet in kompletter Sourceschaltung betreiben, also das die Drain den Ausgang geben? Dann wär das Genial und ohne Glimmer, wie bei einer Emitterschaltung.

Ein Gedanke
Quick and dirty Überschlag:
Qgs/Ig = 70nC/330mA = 212ns, ist etwa das erreichbare Minimum an Ausschaltzeit.
Rg=100Ohm verhindert dies aber - radikal verringern!
Zusätzlich zerrt die Millerkapazität bei schnellen Ein-Ausschaltvorgängen am Gate, deshalb ist niederohmiges Ansteuern wichtig, insbesondere in der Abschaltphase. Wurde ja schon erwähnt.

und da hakt das Öffnen des Fets tatsächlich etwas.

Das hakt tatsächlich immer, egal wie klein die Gatewiderstande werden, "notfalls" nimmt der innere Gatewiderstand den entstehenden Spannungsabfall auf. Während des eigentlichen Öffnens und Schließens der DS-Strecke bleibt Ugs im wesentlichen konstant. Das heißt auch, daß man beim Öffnen eigentlich nur bis zu dem Punkt das Gate bestromen muß, bis die Gatespannung die Plateauphase gerade wieder verläßt, dann ist der Mosfet offen. Im Gegensatz dazu sollte beim Abschalten das Gate hart auf Ugs=0 oder besser negativ gezogen werden. Das ist natürlich im Wesentlichen für's Schalten relevant, im linearen Betrieb ist man ja gewissermaßen ständig in der Plateauphase (warum muß ich dabei nur an S. Schnabel denken?).
Gruß, Timo

Hallo,

also gehen tut das Ganze aber der Klirr ist nicht akzeptabel. Wird der Ruhestrom auf 50mA durch R25 gebracht, ist zwar alles stabil und die Ströme und Spannungen passen aber der Klirr liegt bei 1Khz bei 0.1% und bei 5Khz bei 0.15%, Ua 10.5V~
Wenn ich den Ruhestrom auf 450mA erhöhe, sinkt der Klirr bei 5Khz auf 0.01% bis nicht messbar. Das kann es doch aber nicht sein.

An R21 hab ich etwas mit 33R, also 100mA versucht aber das bringt keine Änderung.

Qgs/Ig = 70nC/330mA = 212ns, ist etwa das erreichbare Minimum an Ausschaltzeit. Rg=100Ohm verhindert dies aber - radikal verringern!

das will ich gern versuchen. Im Moment muß er abkühlen > zu warm.

Wenn der Gate-R stört, warum ist dann überhaupt einer drin?

(warum muß ich dabei nur an S. Schnabel denken?).

Hatte der nicht ein dickes Buch geschrieben und hieß Sigfied?

So denn,

R23/R24 je 30R
R21/R22 je 22R
C9 47p
R13 14.5K
C10 68p / C12 weg

Mit Ach und Krach gehen 0.08% Klirr bei 5Khz.
Wenn C7 rauskommt, geht es bis 0.06% runter.

Das Kuriose ist eine Klirranstieg auf 0.16% bei Halbausteuerung.

Durch die Verringerung der R23/R24 mußte C10 rein, sonst schwingt es wie die Sau in der oberen Halbwelle.
Ab etwa 28Khz hat die Amplitude Knicke, ab 80Khz sieht das Ding eher wie der Mont Blank aus.
Also so die Wucht ist das wahrlich nicht. Sind die Mosfet IRFP 240 / 9240 nicht so geeignet oder was will da ärgern?

viele Grüße - Henry Ratlos

Ich suche die FET immer nach geringsten Kapazitäten aus. (Der "Rest" muß natürlich auch stimmen.)
Die IRF 530 9530 sind da ganz interessant. (die ohne Endung N)

Sage mal gehen R21 22 an den Ausgang ran und hast Du da nur den Knotenpunkt vergessen zu zeichnen ?
Wenn ja, pobiere es mal mit einen Widerstand von 150 Ohm/1W direkt (Also ohne "Berührung" des Ausganges.) zwischen den Emittern von T6 und T7. Das hat bei mr eine deutliche Verringerung des Klirrs gebracht. Ca. auf ein Zehntel des bisherigen Wertes.
C11 muß übrigens direkt zwischen den Basen von T6 und T7 liegen.
Wenn Du ohne C7 auskommst, ist auch i.O. Wobei ich würde sicherheitshalber 10 pF drin lassen. Fühle ich mich beim experimentieren erst mal wohler.
Jetzt fällt mir nochwas auf R13 R11 - sind mir zu hochohmig.
Ich gehe da immer möglichst niederohmig ran. Wie wäre es mit 100 Ohm und 1,3k (1,5k) mind. 0,5W besser 1W.

Die Gatewiderstände sind zur Verhinderung von hochfrequenten Schwingungen da. Wie gesagt, wenn so ein Teil schwingt, strahlt es bis ins UKW Band Oberwellen ab.
-Es sei denn beide Transis leiten gleichzeitig und puff, so schnell kann man garnicht gucken (Was denkst Du wieso ich soviel Mosfets ausgemessen habe.). Aber das dürfte erst eintreten, wenn die treibende Schaltung wesentlich schneller wird.

Das solls für heute erst mal sein.(Wir hatten heute ein Wetter hier. Zweimal Regen und zwischendurch so heiß, das einen beim, im Freien, im Schatten sitzen, der Schweiß auf die Stirn trat.)

Sage mal gehen R21 22 an den Ausgang ran und hast Du da nur den Knotenpunkt vergessen zu zeichnen ?

Nee nee, das ist schon so wie im Plan. Zusätzlich habe ich mal die beiden R auf die Mitte gebracht - keine Änderung.
Auch ein zusätzlicher R vom Knotenpunkt R21/R22 auf die Mitte brachte nichts.
Auch ein zusätzlicher R von diesem Knotenpunkt nach Masse brachte nichts.
Auffallend ist außerdem, daß die GK-Phase trotz 2tem Weg (R21/R22 > C7) erheblich vom Eingangssignal abweicht. Bei Emitterfolgern und dieser Beschaltungsart gab es diese Probleme nicht. Da steht die Phase 1A an der Basis von T3 zeitlich genau mit der Phase an der Basis von T1.

C11 muß übrigens direkt zwischen den Basen von T6 und T7 liegen.

Ja, der ist im Plan hochgerutscht.

Jetzt fällt mir nochwas auf R13 R11 - sind mir zu hochohmig. Ich gehe da immer möglichst niederohmig ran. Wie wäre es mit 100 Ohm und 1,3k (1,5k) mind. 0,5W besser 1W.

R13 kann ich nicht einfach ändern, das ist doch die GK. Mit R12 soll er bei 775mV Vollaussteuerung haben. Wenn ich da 100R für R13 nehme, dann müßte R12 etwas um die 7.5 Ohm haben. Das kommt ja schon einer wirksamen parallelen Ausgangslast nahe. Außerdem muß dann C6 für 3Hz 7000µ haben.

R11 kann ich auch nicht einfach ändern. Er muß 1mA für T4 bringen und der ist mit 0.6V am R19 optimal Stromgegengekoppelt. Da hab ich schon viel versucht und diese 0.6V sind die passende Mitte. Rein rechnersich würden sogar 500µA bis 80Khz passen aber wegen des dann doch etwas hohen 2.7K für R11 hab ich schon auf 1mA erhöht.

Der Differenzverstärker und die GK dürften schon stimmen. T1 und T3 sind auf gleichen Hfe ausgemessen, 435, beide.

Die Gatewiderstände sind zur Verhinderung von hochfrequenten Schwingungen da. Wie gesagt, wenn so ein Teil schwingt, strahlt es bis ins UKW Band Oberwellen ab.

Das die einen Pass mit dem Gate-C bilden ist schon klar, nur woher nehm ich halt den echten C-Wert. Die Diagramnme sind schon ok aber halt auch ziemlich ungenau.
Mit den 30R sieht es jetz schon mal ganz gut aus, UKW wirr auch nicht gestört.

Ich schrieb oben von 22R für R21. Das scheint nun wirklich zu passen.
R21 = (Ugs(anfang) + Id(anfang) x R25) / IquerT6
(3.4V + 100mA x 0.22R) / 200mA
R21 = 17R

Setzt man statt T6 einen R müßte dieser bei:
24VUb - 3.4V Ugs - 100mA Id(anfang) x 0.22R(R25) / Iquer
= 103 Ohm haben und das dürfte T6 locker unterbieten.

Ich suche die FET immer nach geringsten Kapazitäten aus. (Der "Rest" muß natürlich auch stimmen.) Die IRF 530 9530 sind da ganz interessant. (die ohne Endung N)

Und genau da seh ich nun auch das Problem.
Leider hab ich nicht so viele Typen rumliegen aber ein paar Versuche werden gehen.
IRF 630 / 9630
IRF 640 / 9640
und von Timo liegen hier noch ein paar rum:
FQA 34 N20 / FQA 12 P20
Er wird verzeihen, daß die jetz dran sind.
Allerdings müssen vorher die Datenblätter herzu.

.(Wir hatten heute ein Wetter hier. Zweimal Regen und zwischendurch so heiß, das einen beim, im Freien, im Schatten sitzen, der Schweiß auf die Stirn trat.)

Na und hier erst > 36°C waren es im Schatten und Punkt 0:00 kam der Regen mit Blitzfolge wie im Stadion bei Deep Purple. Junge Junge, das hat gemistet.

So denn, man ließt sich.

und Punkt 0:00 kam der Regen mit Blitzfolge wie im Stadion bei Deep Purple

Etwa so wie bei uns (gleich um die Ecke):

Gruß, Timo

Ave,

jo Timo, den Blitz hab ich gesehen, war um 0:06:75
Praktika? Sonst kommen eigentlich nicht solche tollen Bilder zustande.

Zum Thema:
IRF 630 / 9630 brachte ein hundertstel besseren Klirr, möglicherweise wegen der geringeren Kapazität dieser Mosfet.
Das ist aber alles nicht irgendwie das Wahre. Ich will nun mal mit einer Konstantquelle R14 ersetzen und für den U-Treiber und den Konstantstrom T, sowie die Treiber Video-T einsetzen, denn mir deucht, es ist nicht nur die reine Endstufe, sondern die Vorstufe im allgemeinen und die Treiber.

Sorry, kam mit den unterschiedlichen Nummern beider Pläne durcheinander.
Deshalb habe ich erst etwas erstaunt Deine Antworten gelesen und mich stark gewundert, bis mir das aufgefallen ist.

Ich meinte R11/12 aus dem ersten. Das sind dann R12 /13 aus dem zweiten Plan. Die mit 100/1,3Kohm. Weil niederohmiger- bringt weniger Rauschen und sämtliche parasitären Kapazitäten spielen geringere Rollen.
Oder meinetwegen auch 220/1,5K oder so, dann muß C6 nicht so groß werden. Ich baue das immer mit aktiven Servo und somit ohne C6. Spart auch den Offseteinstellregler und stimmt dannn für immer.
(Heißt, ich will nicht lügen, bei meinen ersten Mosfet-Verstärker [1987] hatte ich sowas wie C6 drin.)

Hmm, jetzt bin ich aufgrund der Nummernverwechselung etwas aus dem Konzept. Wenn Du R21 22 so niederohmig hast, ist das doch schon ein recht niederohmige Ansteuerung. Bei mir liegt die Summe aus beiden (als ein Widerstand) immer so zwischen 120..300 Ohm.
Da werden meine Treiber schon sehr schön warm.(Beim Testen mit 1MHz erst recht.)

Aber jetzt sehe ich was, hast Du echt die MJE15030/15031 als Treiber drin ? Die haben doch nur 30 MHz Ft. Sind echt zu langsam für schnelle Fets. Da verschenkst Du alles an Schnelligkeit. Auch deshalb die von Dir angesprochene Phasenabweichung? Da bist Du ja mit BD 139/140 Transis besser und die fand ich schon echt bescheiden.
Probiere die aber trotzdem mal (werden auf alle Fälle besser als die MJE sein), aber mache davor die Widerstände R21/22 größer, je nach Treiberkühlkörper.
Ich arbeite da mit 30...40mA Querstrom. Mehr ist auch okay, aber wir wollen doch Energie sparen? Und wenn die Endstufe mit 20...50 mA Ruhestrom auskommt, sind 330 mA im Treiber ganz schön eine Verschwendung.


Daten zu Mosfets gibt es bei direkt bei http://www.irf.com/indexsw.html
Dort dann unter "Procuct Line" "HEXFET Power MOSFETs" anklicken und dann findet man es selbst ganz gut.

Auch C10 trägt natürlich neben C9 zur Phasenverschiebung bei. Ich würde dann (nach Treiberwechsel - ich werfe mal wieder High Definition Video Transistor in die Runde) testen, was man da rauslassen bzw. verringern kann.

Ich meinte R11/12 aus dem ersten. Das sind dann R12 /13 aus dem zweiten Plan. Die mit 100/1,3Kohm.

Es sollen nun 430R/6.2K sein aber das kann mann auch noch ändern.

Hmm, jetzt bin ich aufgrund der Nummernverwechselung etwas aus dem Konzept. Wenn Du R21 22 so niederohmig hast, ist das doch schon ein recht niederohmige Ansteuerung. Bei mir liegt die Summe aus beiden (als ein Widerstand) immer so zwischen 120..300 Ohm. Da werden meine Treiber schon sehr schön warm.(Beim Testen mit 1MHz erst recht.)

Der Sinn war folgender:
Die Mosfet sollten in reinem B-Betrieb ab eben 330mA anfangen zu arbeiten. Vornweg sollten die Treiber die Last treiben. Deswegen hatte ich die Versuche mit direkter Anbindung an die Mitte gemacht. Ich erhoffte mir damit, die höhere Ub für die Treiber zu ersparen.
Deshalb sind auch die MJE 15030/31 dabei.
Nun, so geht das dann wohl nicht. Zur weitere Testfolge wird der Strom weniger.
Das Ziel wird später weiter verfolgt. Dann sollen die Mosfet getauscht und der P Kanal hoch, der N Kanal unten hin. Die Ansteuerung wird dann pro Seite 3T benötigen, so wie meine bissherigen Compoundstufen.

Zur weiteren Verwendung hier kommen nun 56R anstelle der R21/R22.

Der Plan für morgen > Achtung, wieder neue Bauteilbeteichnung.
Die Ruhestromregelung hab ich von Erwin geklaut, mal sehen ob es geht. Der Hfe des T6 ist noch nicht ausgemessen. Für den Fall der Fälle ist deshalb im Plan zwischen R13 und T6 noch Platz.
C10 und C12 sind nur als eventll. dabei. Wo und ob C8 abgegriffen oder eingesetzt wird, wird sich zeigen.



So denn, viele Grüße

zucker schrieb:

Der Sinn war folgender: Die Mosfet sollten in reinem B-Betrieb ab eben 330mA anfangen zu arbeiten. Vornweg sollten die Treiber die Last treiben. Deswegen hatte ich die Versuche mit direkter Anbindung an die Mitte gemacht. Ich erhoffte mir damit, die höhere Ub für die Treiber zu ersparen. Deshalb sind auch die MJE 15030/31 dabei. Nun, so geht das dann wohl nicht. Zur weitere Testfolge wird der Strom weniger. Das Ziel wird später weiter verfolgt. Dann sollen die Mosfet getauscht und der P Kanal hoch, der N Kanal unten hin. Die Ansteuerung wird dann pro Seite 3T benötigen, so wie meine bissherigen Compoundstufen. Zur weiteren Verwendung hier kommen nun 56R anstelle der R21/R22. Der Plan für morgen > Achtung, wieder neue Bauteilbeteichnung. Die Ruhestromregelung hab ich von Erwin geklaut, mal sehen ob es geht. Der Hfe des T6 ist noch nicht ausgemessen. Für den Fall der Fälle ist deshalb im Plan zwischen R13 und T6 noch Platz. C10 und C12 sind nur als eventll. dabei. Wo und ob C8 abgegriffen oder eingesetzt wird, wird sich zeigen. <img src="http://files.hifi-forum.de/Zucker/Selbstbau/Mosfet/Mos3.GIF"> So denn, viele Grüße :)

Der Sinn war folgender... auch interessante Idee, Aber eigentlich nicht der Sinn des Verstärkerbaus mit Fets, weil man mit denen wirklich supersaubere Verstärker hinkriegt. Und die höhere Ub brauchst Du trotzdem.

Natürlich geht die Ruhestromeinstellung von Erwin auch.
Aber ich habe mich schon irgendwo hier über das Problem der Kapazität am Hochohmknotenpunkt (hier Kollektor T6- Tiefpaß Ausgangswiderstand Montagekapazität gegen Masse) gegen Masse ausgelassen und mit der Schaltung mit zwei Gehäusen auf dem Kühlkörper hat man die doppelte Kapazität gegen Masse. (Zusätzlich den Montageaufwand.)
Ich bin morgen wieder auf Arbeit und wenns nach dem Urlaub nicht zu stressig wird, schraube ich noch mal einen TO-220 und einen TO-126 isoliert mit einer Glimmerscheibe auf ein Kühlkörper und messe mal die Kapazität gegen Masse und teile das hier mit. (Interessiert ja vielleicht noch andere. Du kannst das ja auch selbst messen.)

Und der Sinn eines Emitterwiderstandes ist ja u.a. die Arbeitspunktstabilisierung. Wird der Emitterwiderstand kleiner, wird der Arbeitspunkt immer weniger perfekt stabilisiert. Und wie gesagt mit 82...120 Ohm trifft man je nach Querstrom und FETs genau den TK der zwei BE-Strecken der Treiber und der zwei FET.
Ist wirklich erprobt (vor 8 Jahren zum ersten Mal) und läuft und läuft ...
Aber ich will Dich auf nichts festlegen, teste selbst.



Ansonsten bin ich gespannt wie deine Meßwerte diesmal sind.

Viel Spass morgen beim Basteln.

Ich habe mal in meinen uralten Aufzeichnungen rumgekramt. Ein einzelnes 0.9cm²-TO220-Gehäuse mit einer üblichen 110µm-Glimmerscheibe als Dilektrika (!) und als "Plattenhalter" des parasiten C hat gemessen um die 67pF, mit beiderseits Wärmeleitpaste 82pF, also schon fast ein kleines Drama - zur Erzielung einer hohen Transimpedanz bei 20kHz demnach schon ganz nett im Weg stehend. Mit 3mm Alu-Keramikisolierscheibe+Paste mißt man 3pF Kapazität, wobei die Subtraktion des C der (unbeweglichen!) Meßstrippen einen Fehler um 1, 2pF macht. Zwei x TO220 für den MOS und den BJT (und noch mehr, wenn es sein soll) sind daher problemlos möglich. Nebenbei: so ein Endtopf-Sankengehäuse mit 6.1cm² Grundfläche hat mit Scheibe+Paste 268pF, ein TO3 mit 6.0cm² 260pF, mit Aluoxidscheibe beide nur noch um die 21pF. Seit diesen Messungen nur noch "mit" (auch wenn man nach dem AlOx damals trommeln mußte).

Die Überlegung zur Temperatur-Kompensation ist einfach: Der BJT hat mit seiner einzelnen BE-Strecke als 2xUBE Multiplizierer nahezu exakt den (zur Gegenläufigkeit benötigten) TK der beiden BJT-Treiber. Der TG eines MOSFET ist ein ganzes Stück andersartig verlaufend als ein Bipolar-T., es liegt also auf der Hand, mit einem 2xMOS-Multiplizierer gleichermaßen zu verfahren, um eine tatsächlich fast geradlinige Ruhestromkurve über einen weiten T.-Bereich hinzubekommen. In die Emitterleitung des BJT bzw. zwischen Source und Kollektor können zur weiteren Beeinflussung einzeln oder zusammen GK-Rs reingehängt werden, falls die MOS-Kennlinie des Multiplizierers nicht durch langes Suchen nach dem richtigen Typ zustandekommen soll(te). Das hier zum Thema (Abschnitt "Simulation des Temperaturgang des Endstufenruhestroms (Mod3)") habt ihr ja wahrscheinlich zur Genüge gelesen. Und 50 weitere TK-Kompensatoren werden den TG steuern können, den man will (oder nicht). Weiter unten im Schaltbild wurde alternativ eine Lösung mit zwei BJT-Diodenstrecken (statt eines 2x eine Diodenstrecke-multiplizierenden Einzeltransistors) außerhalb des MOS-Multiplizierers zur Summenbildung der T.-Gänge genommen.

Die aktuelle Schaltung sieht den Originalen ja so langsam immer ähnlicher, geht ja schnell, freut mich ... - also nur keine Hemmungen, den Millerkiller rein und die paar restlichen Feinheiten auch noch, wäre doch gelacht, wenn das nix wird! Auf die Differenzverstärkerstromquelle darf dann tatsächlich problemlos verzichtet werden, wenn die Spannungsversorgung ihre Siebung erhalten hat, die I,Q im Spannungsverstärker braucht vielleicht ein wenig mehr Vorspannung, damit sie weder mit der Temperatur noch mit der Frequ. und der Aussteuer rumwackelt. Auf die Printplatte und die Teile im Einzelnen und Speziellen läufts dann raus.

Wenn, wie üblicherweise, das Drain der End-Mosfets elektrisch auf der Kühlfahne/dem Gehäuse liegt, was kümmert einen dann die Gehäusekapazität gegen den Kühlkörper, der ja wechselstrommäßig hoffentlich auch auf Masse liegt (was wiederum wechselstrommäßig den Betriebsspannungen entspricht)?
Interessant wird das erst, wenn die Drains am Ausgang liegen, allerdings liefern die Endtransistoren hier doch auch genügend Strom, um diese Parasitärkapazität ausreichend schnell umzuladen. Es sei denn, die dann wirkende kapazitive Last destabilisiert die (Gegenkopplungs-)Regelschleife.
Oder nich?
Gruß, Timo

Nee. Es geht um den Hochimpedanzpunkt des Spannungsverstärkers - also an dessen Kollektoren gg. Masse ...

Hallo,

gerne hätte ich heute neue Ergebnisse gepostet aber die Zeit war etwas knapp und somit ist die Platine noch nicht bestückt.

Ja, die Ruhestromregelung mit nur einem BJT ist zu vage. Der Ruhestrom wird zwar gehalten, steigt aber sehr hoch an wenn der Kühler warm wird. Nach dem abdrehen des Signales fällt der I-Ruhe zwar aber eben langsam. Eine Kompensation durch einen Re am BJT ergibt keinesfalls eine Zufriedenheit.
Wenn für BJT Endstufen mit Grund BJT zur Ruhestromkompensation verwendet werden, dann liegt es doch äußerst Nahe, zur Kompensation von Mosfets auch Mosfets als Ruheströmling zu verwenden.
Und warum soll man das Rad neu erfinden, wenn eine Schaltung existent ist.

Ja Erwin, den MK hätte ich schon einbauen können, auch die komplette Schaltung nachbauen - nur, was nütz das ohne Verständniss und wie Du weißt, hab ich noch nie einen Mosfet angefasst. Von daher sollen die Schritte nacheinander folgen. Möglicherweise interessiert es auch noch andere.

Was die Kühler der Spannungstreiber angeht - dabei bin ich auf folgende Universallösung gekommen, nicht nur hier. Jeder bekommt einen kleinen SK 104 für sich selber und der kann wahlweise über eine Brücke an Masse oder Ub oder gar nix gelegt werden. Damit kann man den Glimmer sparen oder einsetzen, wenn eine Kapazität erforderlich ist. Es gibt dafür aber sicher keine Patentregelung, jeder Aufbau ist etwas anders. Diese Prodzedur ist immer etwas Zeitaufwendig. Unbestritten muß aber hier einmal mehr Obacht auf ganz kurze aber dicke Leiterzüge zwischen U-Treiber und Endstufe geachtete werden.

Über die I-Quelle und 1 oder 2 LED kann man reden, erstmal wird so getestet. Auch der C7 in der Mosfetstufe 3 will noch überprüft werden. Aber dazu auch später mehr.
Die Aluscheiben will ich gerne kaufen und einbauen.

viele Grüße

MOSFET+BJT in der Vorspannungsquelle gehen in Ordnung, wenn ein möglichst geradliniger, standhafter TK sowohl bei kalter als auch bei heißer Endstufe erwartet wird ...

... und 1 x 2N2222A+330R(Re)+5.6k(Rc) gehören von vornherein in jeden guten Verstärker, Henry, ... *g*
(in deiner Schaltung vor T6 eingefügt)

C9 ist schon da, rutscht eine Stufe nach links und darf ev. im Wert kleiner werden. Differenzverstärker und Spannungsverstärker werden voneinander enkoppelt, arbeiten jeweils mit höherer Spannungsverstärkung, linearer und mit geringerem Klirr, die Schleifenverstärkung erhöht sich drastisch, der Gesamtklirr, die Intermodulationsverzerrungen ebenso und die Bandbreite/Steiggeschwindigkeit steigt (als Grundvoraussetzung für niedrige IM)...

Ein Millerkiller bewährt sich übrigens auch in der gegenüberliegenden Stromquelle, indem er - als Basisschaltung betrieben - ihre Ausgangsimpedanz- und damit die Spannungsverstärkung der 2. Stufe erhöht, folglich wiederum die Schleifenverstärkung steigert und Klirr vermindert.
In deiner Schaltung wäre das (z.B.) 1 x 2N2905A (=T12) mit dem Kollektor an die Basis von T4, Kollektor von T12 über 5.6k an Masse (probeweise: an den Kollektor von T4, also nicht "CG-CC" sondern "CC-CC" = "Darlington"), 1 x 330pF von der Basis T12 nach Kollektor T4, zu LED2 eine LED3 in Serie und R19 anpassen = hochohmiger machen. Letzteres erhöht im Gefolge nochmals den Stromquellenwiderstand.

Hinweis: Falls der Stromquellenstrom je nach +TK der LEDs etwas mit der Temperatur steigen sollte, einfach eine Anzahl 1N4148 oder eine Z-Dide mit niedriger Spannung in Reihe schalten. Statt dem Diodengedöns tut's natürlich auch eine einzelne Z-Diode um die 4 bis 6 Volt (in der zweiten Stufe bringt die Rauscharmut der LEDs keinen sonderlichen Gewinn), deren Spannung und damit die TK-Kompensation folgt etwas dem eingestellten Strom der Quelle und sollte wie üblich darauf angepasst werden. Diese Diode muß natürlich mit dem Stromquellentransistor thermisch leitend verbunden werden, sonst kümmert der sich nicht viel um die kompensatorischen Bemühungen der Diode.
Denk auch dran: durch den Spannungsabfall an der Quelle (+ U,GS der MOSFETs als Sourcefolger) vermindert sich - mehr noch als auf der gegenüberliegenden Seite - die Aussteuerungsfähigkeit der Endstufe beträchtlich, bei solchen Konzepten kommt man um eine zweite Betriebsspannung schwerlich herum, wenn die Mosfets nicht mehr als nötig leiden sollen ...

Mit den unisolierten Kühlern/deren Kapazität gegen Masse (direkt kontraproduktiv zu den 3mm-Keramikscheiben der Vorspannungsquellentransistoren!) tust du sicher gut daran, lieber 1 x mehr nachdenklich zu sein: in deiner symmetrischen Bipolarschaltung erhöht der Millerkiller nicht nur drastisch die Schleifenverstärkung, sondern auch die Slewrate, mehr als den dicken, langsamen MJ-Endtöpfen lieb sein kann - die kommen/kamen ohne Tiefpass vor der Ansteuerung kaum noch aus der jeweiligen Speicherphase und schließen kurz, anders Leistungsmosfets - hier wären mit einer Slewratenbremse nur unnötiger Weise gute Eigenschaften vertan.
Mache dich schlau - test it!

Gruß - Erwin
PS: das letzte Stück vom Stollen ist weg - hat butterig-lecker gemundet,
nicht nur mir!! - nochmals vielen Dank für die "Weihnachtlichen Gefühle"

Hallo Gegentakt, danke für deine Ausführungen in Beitrag 24 zu den Kapazitäten.
Meine Meßwerte lagen sogar diesmal noch niedriger als Deine Aufzeichnungen. Kann allerdings auch am nicht ganz planen Kleinkühlkörper gelegen haben, den ich benutzt habe. (Weil mir ist auch so, als hätte ich schon mal mehr gemessen.)

Ich liste jetzt auf, was ich an Kapazität ohne Wärmeleitpaste gemessen habe (damit es nicht umsonst war, das messen). Mit Wärmeleitpaste liagt die Kapazität um ca. 10...20 % über den hier dargestellten Werten. (Also auch höher als bei trockener Montage!)

Ich unterteile in vier Fälle:
a) ohne Isolierscheibe
b) 1 Glimmerscheibe
c) 3 Glimmerscheiben
d) Keramikisolier/wärmeleitscheibe 1,5 mm AOS 32

Gehäuse T0126 (2SA1538)(Bauform wie BD 139 jedoch plastikumhüllt)
a)7 pF
b)6 pF
c)6 pF
d) 4 pf

Gehäuse TO120 BD 139
a) entfällt (-weil ohne Isolation = Kurzschluß)
b) 25 pF
c) 12 pF
d) 5 pF

Gehäuse TO220 IRF 540
a) entfällt
b) 50 pF
c) 30 pf
d)entfällt, da ich keine paasende Keramikscheibe hatte

Gehäuse wie TO 220 jedoch plastikisoliert
a) 15 pF
b) 10 pF
c) 8 pF
d) entfällt (s.O.)


Wie man sieht, bringt entweder Kermikisolierscheibe oder ein plastikummantelter Halbleiter wirklich ein Qualitätsplus = weniger Kapazität
Sollte man das beides nicht zur Verfügung haben, sollte man als Kompromiß über drei Glimmerscheiben nachdenken, wenn das Wärmewiderstandsmäßig drin ist.

Ich will die Ruhestromschaltung mit Fet + Darlington nicht schlecht machen. Aber anscheind hat nicht jeder Keramikisolierscheiben.(So wie ich nicht für TO220)Und dann hat man dort eben schon deutlich höhere Kapazität mit nur Glimmer.(Sprich 75 anstatt 25 pf. Also eine Verdreifachung bei einer Glimmerscheibe drunter.)


Hallo Zucker:
"Ja, die Ruhestromregelung mit nur einem BJT ist zu vage. Der Ruhestrom wird zwar gehalten, steigt aber sehr hoch an wenn der Kühler warm wird. Nach dem abdrehen des Signales fällt der I-Ruhe zwar aber eben langsam. Eine Kompensation durch einen Re am BJT ergibt keinesfalls eine Zufriedenheit."

Hmmm, da muß ich ja wohl immer von gleichen Werten (max. 10% Abweichung)träumen, wenn ich die Ruheströme im heißen und kalten Zustand vergleiche. Es funktioniert wirklich einwandfrei bei mir. Eventuell liegt es bei Dir an der fehlenden Temperaturkompensation der Stromquelle ? Ich weiß nicht ? Es geht bei mir und bei Dir nicht ? Da muß es wohl an etwas anderen liegen.
"Und warum soll man das Rad neu erfinden, wenn eine Schaltung existent ist."
Das frage ich mich auch.
Na ja, lassen wir das Thema. So wichtig ist es mir nicht, baue einen Transi und einen FET rein und poste ob der Ruhestrom stabiler als vorher ist. Dann haben wir alle was davon.


Das was gegentakt im letzten Beitrag meint, ist sicher, das Du Dir mit der mechanisch um den Kühlkörper vergrößerten Kollektorfläche ein mehr an Kapazität und Streukapazitäten(und damit eventuell wilde Schwingneigung) einfängst, als mit Glimmerisolierung.

Hallo Ultraschall, ich finde solche Geschichten wie die Messung der Gehäusekapazitäten witzig und direkt von Interesse. Die Folgen "übersehener" Kapatitäten können - wie bereits angesprochen - recht spürbar sein, wenn es darauf ankommt.

Also, beim Gehäuse TO220 IRF 540 hast du 50pF mit Glimmerscheibe, wie geschrieben waren's bei meinen Messungen 67pF, also recht ähnlich. Der Unterschied mag vielleicht auch in der Dicke der Scheibe leigen, "damals", also vor gut 15 Jahren, hatten die ein gutes Zehntel mm (110µm), vielleicht sind sie heute auch etwas dünner geworden. Der realistischere Wert von über 80pF mit Paste ist mit der Dilektrizitätskonstante des Silicon begründbar, die ist schlechter als beim (in dieser Hinsicht) hervorragenden Glimmer.

Vielleicht sollte ich es nochmals wiederholen, weil du es überlesen hast: Wenn man Aluminiumoxydscheiben von 3mm Stärke nimmt, fällt der Wert von über 80pF auf vernachlässigbare 3pF, also eine ganz hervorragende Wirkung, hier spielt der "Plattenabstand" mit seiner überproportionalen Kapazitätsabnahme schon eine große Rolle, 3 x Glimmer oder 1 x 1.5mm Oxyd scheinen es noch nicht zu bringen.

Wegen der Wärmeleitung dieser "dicken" Scheiben braucht man sich übrigens keine Gedanken machen, die haben auch hier die besseren Eigenschaften: legt man eine Glimmerscheibe auf eine heiße Herdplatte und drückt mit dem Finger sofort auf die Scheibe, dauert es einen ganzen Moment, bis man die Hitze unangenehm spürt, durch die 30 mal dickere Oyxdscheibe wird die Wärme deutlich schneller übertragen, sehr erstaunlich ...

Das was gegentakt im letzten Beitrag meint, ist sicher, das Du Dir mit der mechanisch um den Kühlkörper vergrößerten Kollektorfläche ein mehr an Kapazität und Streukapazitäten(und damit eventuell wilde Schwingneigung) einfängst, als mit Glimmerisolierung.

Ich meinte das Gegenteil davon: "ausbremsen" bedeutet nicht automatisch instabil - sehen wir mal, was Henry da verstanden hat.

Hallo,

es gibt ganz gute Neuigkeiten.
Der Klirr ist bei 5Khz auf 0.03% gesunken, bei 333Hz, 3.THD 0.00% (weiter runter kann ich nicht messen).
Der Ruhestrom mit IRFP 630 und BD 679 (875 hab ich nicht vörrätig) steht wie eine 1, bei eingestellten 100mA geht er im Maximum nach 30min und 100°C Kühler auf 110mA > das ist doch mal was.
Beides Seiten gehen zeitgleich in die Begrenzung und der Offset steht gut.
Den GK - C hab ich von den Emitterwiderständen der Treiber abgenommen und mit 18p liegt der gut im Rennen, andere C (außer dem 1µ zwischen den Treiberbasen) sind nicht bei.
Die Gate-R liegen bei 150R.

Kühler-C
U-Treiber T7 2SC2682 = 3p, weil gekapselt
Konstantstrom T4 2SA1142 = 33p mit Glimmer auf SK 104 und den an Masse. Bringt ein wenig Standfestigkeit, macht etwa 1 - 2p weniger am GK-C aus.
Die IRFP 240 / 9240 sind statt mit Glimmer (70p) mit Silokonfolie isoliert > 40p. Aluoxidscheiben sind noch nicht da.

Weiteres kommt demnächst, muß erstmal Modelle für LT-Spice basteln. Die IRFP 240 / 9240 sind fast fertig, der IRFP 630 für den Ruheströmling auch. Nun sieht die Kurve fast genau wie auf dem Oszischirm aus. Die IRFP sind wirklich ganz schöne Klopper in der Umladezeit.

Weiß den jemand, wie ich einen Darlington modelliere?

Die 2. Ub:
Nehmt ihr da direkt einen 2. Trafo?

so denn, viele Grüße

Darlingtons

Wie man die Parameter für einen Transistor (bzw. deren zwei für einen Darlington) "modelliert", erzeugt, und was die einzelnen Modellparameter bedeuten, wie sie sich auswirken, steht in der Spice-Hilfe an Hand eines Aufsatzes beschrieben.
Mit Hilfe eines Meßgeräteparks aus der Großindustrie sollte das dann gelingen.

Falls das gemeint ist: Etwas einfacher ist das einbinden bereits vorhandener ".SUBCKT"-Modelldateien (z.B. von Philips, Infineon, Zetex, ON Semi usw.) in den lib-Ordner "sub", denen man ein selbstgezeichnetes Schaltbild in einer ".asy"-Datei gegenüberstellt, in dem dann auch sehr komfortabel gleich die Pfadangaben/SpiceDirektiven zum direkten Aufrufen eines individuellen Modells stehen. Im PSpice Threath hatte ich bereits versucht, das zu beschreiben.

Mein Malbildchen des Darlington-Beispiel-BDX sieht so aus:
[img=http://img346.imageshack.us/img346/5149/bdxexam6sm.th.jpg]



Gutes Gelingen

gegentakt schrieb:

Vielleicht sollte ich es nochmals wiederholen, weil du es überlesen hast: Wenn man Aluminiumoxydscheiben von 3mm Stärke nimmt, fällt der Wert von über 80pF auf vernachlässigbare 3pF, also eine ganz hervorragende Wirkung, hier spielt der "Plattenabstand" mit seiner überproportionalen Kapazitätsabnahme schon eine große Rolle, 3 x Glimmer oder 1 x 1.5mm Oxyd scheinen es noch nicht zu bringen. Wegen der Wärmeleitung dieser "dicken" Scheiben braucht man sich übrigens keine Gedanken machen, die haben auch hier die besseren Eigenschaften: legt man eine Glimmerscheibe auf eine heiße Herdplatte und drückt mit dem Finger sofort auf die Scheibe, dauert es einen ganzen Moment, bis man die Hitze unangenehm spürt, durch die 30 mal dickere Oyxdscheibe wird die Wärme deutlich schneller übertragen, sehr erstaunlich ...

Hallo Gegentakt,
Nein, Nein, überlesen habe ich das nicht. Die Kapazitätsformel ist mir schon klar. Umgekehrt proportional zum Plattenabstand...(7.Klasse ? Oder war's achte?)

Nur wie gesagt, nicht jeder hat alles. Und ich keine 3mm. Gut, hätte ich zwei übereinander legen können.

Aber was mir bei meinen Messungen auffiel, war das sich die Kapazität bei drei Scheiben nicht drittelte, wie man milchmädchenhaft erwartet. Offenbar spielt hier die Kapazität zur Schraube (Seitlich) und zum Schraubenkopf rückwärts (die gewiß weniger) eine gewisse Rolle.
(Darauf wollte ich ausdrücklich nochmal hinweisen.)


Und jetzt zur Wärmeleitfähigkeit, die Du angesprochen hast.
Diese Sache fiel mir JETZT [Vorgestern] (Gut wenn man anderen hilft, man fängt an neu nachzudenken und profitiert so selber davon.) auch richtig im Katalog auf, aber ich dachte, vielleicht habe ich die Definition des Wärmewiderstandes falsch in Erinnerung.


Also nochmal ausdrückliche Frage:
Das ist also wirklich so, das eine dicke Keramikisolierscheibe die Wärme besser, als die hauchdünne Glimmerscheibe leitet ?

(Ich dachte echt, das könnte nicht sein und ich muß mich irren.
Vielleicht mache ich Dein "Ofenplattenexperiment" mal selbst. Aber nicht bei "3" Stellung.)


Na was soll Zucker als nächstes machen?
Aktive Last am Diferenzverstärker vorn ?


Hallo Zucker,
Zweite UB: ich nehme da immer eine Spannungsverdopplerschaltung mit anschließender Stabilisierung durch LM317/337
Separater Trafo - bin ich zu faul zum mechanischen Einbau, kostet extra, raubt Platz und streut Feld.

Wie hoch kommst Du jetzt (unter Last) mit der Grenzfrequenz?

Hallo,

Wie hoch kommst Du jetzt (unter Last) mit der Grenzfrequenz?

s iss noch nüscht > 30Khz

Na was soll Zucker als nächstes machen? Aktive Last am Diferenzverstärker vorn ?

Gemach, gemach - kommt alles noch. Erstmal muß der Mosfet schalten wie er soll. Bis nach den Treibern sieht das nämlich schon mal ganz gut aus.

Zweite UB: ich nehme da immer eine Spannungsverdopplerschaltung

Das habe ich auch gedacht, nur damit überhaupt keine Erfahrung. Hast Du da eventl. eine Applikation oder einen Schaltbildlink?

Das Darlingtonmodell:
Ich hab bei den Herstellern ein paar P-Spice Modelle gesaugt. Die Werte können in neue Datein editiert werden. Das ist einfacher als neu zeichnen > zu kompliziert.

Hallo Ultraschall, daß sich beim Übereinanderlegen der Scheiben nicht die erwartete Kapazität einstellt, ist kein Wunder (klar ...): Ein Plattenkondensator hat an seinen Kanten (einschl. Loch-Kanten) ein erhöhtes elektrisches Feld, gemessen an der Größe oder besser Kleinheit der Plattenfläche (z.B. in unserem Fall) taucht der "Randfeldfaktor" ungleich deutlicher im homogenen Feld der Platten auf und verfälscht natürlich das Ergebnis, wenn die normale Kondensatorplattengleichung ohne Korrekturfaktor gerechnet wird.

Also nochmal ausdrückliche Frage: Das ist also wirklich so, das eine dicke Keramikisolierscheibe die Wärme besser, als die hauchdünne Glimmerscheibe leitet ?

Kleine Anekdote: vor etlichen Jahren noch besorgte ich mir mein Elektronikzeug in Straßburg/Frankreich, der Shop hatte nämlich immer interessante Dinge, die es auf der anderen Seite des Rheins nicht gab, so auch diese Scheiben. Ich baute damals gerade einen PWM-Regler für die 1kW Lampe eines Profivergrößerers und dachte, so eine dicke Scheibe wäre doch genau das Richtige zur Isolation der Hochspannungstransistoren. Das Herdplattenexperiment zeigte dann, daß Spannungsfestigkeit und Wärmeleitfähigkeit in modernen Spezialkeramiken offensichtlich kein Widerspruch sein muß.
Meines Wissen gibt es in D zwei Hersteller, die auch Datenmaterial über Durchschlagfestigkeit, spezifischen Wärmewiderstand etc. bereithalten (Adresse/Hersteller im Inet per Google gesucht, gefunden und wieder vergessen ...)

Bitte die unterschiedlichen Epsilons (Epsila, Epsili?) der Materialien beachten: Al2O3 z.B. ~9..>10 (Thermische Leitfähigkeit (W/(m·K) bei Raumtemp. ~25..36) gegenüber Glimmer (verschiedene Angaben) ~(3,5) 6..7 (hier werden auch um mehr als eine Größenordnung differierende Wärmeleitfähigkeiten genannt: 0,5..7 W/(m*K)), Kapton ~3,4..3,8. Der Herdplattentest ist ganz nett, aber nicht unbedingt reproduzierbar und auf die Transistoren anwendbar.
Das bedeutet auch, daß Al2O3 deutlich dicker sein muß, als Glimmer, um dieselbe Kapazität zu "erzeugen". Damit ist Glimmer insgesamt nicht mehr so viel schlechter als Al2O3.
Wer sich nicht vor Gift scheut, kann auch Berylliumoxid mit Wärmeleitfähigkeit bei 20C: 260-300 W/(m*K) nehmen. Epsilon bei 6,5..7,5.
Gruß, Timo

Entscheidend ist doch, was hinten rauskommt: wenn man sich an Glimmer früher die Finger verbrennt, wird das den Transen kaum besser ergehen. Und wenn der Hersteller den dicken Keramikscheiben einen geringeren Wärmewiderstand bescheinigt als Glimmer und sich das deutlich bezahlen läßt, dürfte der Sache schätzungsweise eine Art tieferer Sinn zugrunde liegen. Sozusagen im Sinne von das Experiment ist gebacken.
Seltsamer Weise scheigt/schwieg sich das Datenblatt über die exorbitant niedrige Kapazität aus, aber es gibt ja gottseidank amateurhaftes Weiterdenken. (Und Kapazitätsmeßgeräte)

Hallo,

die Sache wird immer klarer.



Man möge die U-Angaben nicht als penibel betrachten - in dem Fall hier ist, des besseren Verständnis wegen, alles ausgemessen und danach berechnet.

Bei Vollaussteuerung oder dem, was man mit Mosfet und Vorstufe als Vollaussteuerung an einer Ub nennen kann, wird der Saft über R19 irgendwann alle. Ich nehme mal an, daß der Mosfet in dem Fall alles was da über Ub kommt an die Last weitergibt. Die LED2 und LED3 gehen dann direkt aus.

Daher kommt der steigende Klirr und die eingeschränkte Bandbreite, die sich aber wiederum erhöht, wenn die Aussteuerung zurückgefahren wird. Bei 7.5V~ gehen 120Khz und da wird dann wohl wegen C9 das Ende da sein. Mit 2 LED wird die Konstanz des Stromes erheblich besser, begrenzt natürlich um den Spannungsabfall der 2. LED eher.

Als Fazit nehm ich jetz mal folgendes mit:

o 2 Betriebsspannungen sind so unumgänglich.
o Der Open Loop muß gesteigert werden.
o Der Millerkiller wird die Bandbreite richten, erhöhen und linearisieren.
o Die Ströme und Transistoren des Spannungstreibers und Stromteibers (nennt man den hier eigentlich noch so?) sollen Videotypen sein und sind mit dieser Auswahl hier gut getroffen.

Als Alternative stellt sich wieder einmal mehr die Frage:

T4 als Konstantstromquelle oder lieber gleich als direkten Einspeispunkt für die positive Seite im push pull Verfahren.
Die Ansteuerung könnte über einen Spiegel vom T3 oder direkt von einer Doppel-Diffstufe kommen und mit denen hab ich echt gute Erfahrungen gemacht, wobei >

In deiner Schaltung wäre das (z.B.) 1 x 2N2905A (=T12) mit dem Kollektor an die Basis von T4, Kollektor von T12 über 5.6k an Masse (probeweise: an den Kollektor von T4, also nicht "CG-CC" sondern "CC-CC" = "Darlington"), 1 x 330pF von der Basis T12 nach Kollektor T4, zu LED2 eine LED3 in Serie und R19 anpassen = hochohmiger machen. Letzteres erhöht im Gefolge nochmals den Stromquellenwiderstand

das auch eine Alternative oder einen Versuch Wert wäre. Allerdings fehlt die abfallende Spannung innerhalb der I-Quelle wiederum zur Aussteuerung, was eine nochmals erhöhte 2. Ub verlangt. Es wäre in dem Fall auch eine Änderung des R23 nötig, um beidseitig gleiche Aussteuerungen zu ermöglichen. Es ist aber durchaus möglich, damit eine noch bessere Linearität im Freqenzgang zu bekommen, weil die Stromteiber nicht mehr bis an ihre Grenze hinsichtlich der Ucb und damit der Uce gelangen.

Ich bitte nochmals um einen Link, Applikation oder Vorschlag zum Spannungsverdoppler für die 2.Ub, da ich damit keinerlei Erfahrungen habe.


Vielen Dank und viele Grüße

Gut, ich suche mal was im Netz, weil ich seit Montag hier zu Hause einen neuen Rechner habe und außer Windows und Internetexplorer noch fast nichts drauf habe.
(Und morgen muß ich schon wieder arbeiten.)
Ich habe pro Speisespannungsseite zwei Elkos 470 µF und zwei Dioden drin, der Aufwand ist einfach geringer als ein zusätzlicher Trafo.
Stabilisierung braucht man da auch. Dieser Aufwand bleibt also gleich.

Schaltung siehe Bild 4 hier:http://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/labnt1.htm
Der erste Elko(C2) hat bei mir 470/63V der zweite 470/100Volt(C3) Den Rest kannst Du Dir selbst wegdenken und für negativ einfach alles andersrumpolen.

Mit Fg 30 Khz...ganz schön mau. Unnatürlich mau! Sollte das an der Konstantstromquelle oben liegen, bei der die LEDs verlöschen ?
Sollte wenigstens 300 kHz sein.
Leider habe ich meine Links auch noch nicht rübergespielt.Und so kann ich die Daten der von Dir verwendeten Transis jetzt nicht überprüfen. Aber es sind doch wohl keine dicken Endtöppe mehr?


Ist den der Transistor T4 wirklich ganz ? Oder hat der Beta gleich 5 oder so ? Den würde ich mal rauslöten, Stromverstärkung messen und dann trotzdem einen anderen einsetzen und sehen, ob das mit dem Verlöschen bleibt.

Oder T8 hat Macke. (Die Fets saugen nicht soviel Strom mit ihren bißchen Kapazität ab.)
Ich schalte da aus Erfahrung jetzt immer Schottkydioden (in Sperrichtung) über BE, weil diese Videotransis zuviel Ube in Sperrrichtung anscheinend mit gravierenden Verlust an Stromverstärkung quittieren. Da habe ich dann auch schon Exemplare die vorher i.O. waren, mit Beta 3..8 rausgeholt.

Zu der Wärmeleitfähigkeit, habe heute mal kurz im Fischerkatalog (Kühlkörper)geblättert und da steht auch das die Keramikscheiben den besseren (kleineren) Wärmewiderstand als Glimmer haben. Da ich heute bei Bürklin was bestellt habe, habe ich gleich einige dazubestellt und werde demnächst also auch TO-220 damit isolieren können.
Wieder mal von den Diskusionen hier profitiert.

Hallo Gegentakt,
Erhöhtes elektrisches Feld im Randbereich (?), ich dachte, das ist da immer schwächer, weil auf den Feldbildern die man mir in den Lehrbüchern zeigte, da die Linien auf den Bildern immer größere Abstände( = kleinere Feldstärke) aufgewiesen haben. Schlechte Bilder ? Oder läßt meine Erinnerung nach und ich muß mal wieder eines aufschlagen? (Auch möglich.)
Na ja dann schaue ich mal spätestens Montag nach.

Hallo Lothar,

hab Dank für den Link. Also wenn das alles ist, wär es sehr gut.

Hallo Lothar, weil angeschnitten, noch ein kleiner Vorlesungsheft-Auszug:

Zur Berechnung von Flächenkapazitäten müssen verschiedene Korrekturfaktoren angewandt werden. 1. Eine (recht)-eckige Fläche hat eine höhere Kapazität als eine (kreis-)runde Fläche, da an den Ecken Feldstärkeüberhöhungen auftreten, die sich um so mehr bemerkbar machen, je kleiner die Fläche ist. C[Kapazität] = x[Korrekturfaktor] * (F[Fläche] * Epsilon[Dielektrizitätskonstante des Isolators] / a[Plattenabstand]) x = C * a / F, für x gibt es Tabellen (<-- es ergibt sich eine exponentielle Funktionskurve) Für die Praxis bedeutet das z.B., daß runde Leiterbahnen geringere parasitäre Kapazitäten aufweisen, als eckig geführte. 2. An den Rändern einer Kondensatorfläche tritt eine Kapazitätserhöhung als Funktion der Plattenstärke auf, auch hier fällt der Effekt bei kleiner werdenden Flächen stärker ins Gewicht. C = x * Epsilon * F / a Für wenige cm²(F) bzw. mm(a) hat x einen Wert von ca. 0.089

PS.: Epsilon für Silikongummi/Silikonöl wird mit 3...6 angegeben, kein Wunder also, daß sich trotz dünner Schichten Wärmeleitpaste die Kapazität relativ deutlich erhöht (e = 7...8 für Alox, 5...9 für Glimmer)

Noch etwas zum Thema: Es ist möglich, die Obefläche eines Kühlkörpers im Bereich der Transistorgehäuse zu polieren und hernach ca. 30µm stark eloxieren zu lassen (alternativ statt des ganzen KK eine kräftige Aluplatte als Lage zwischen KK und Transistoren).
Die Isolierschicht ist damit ca. 4 x dünner als Glimmer, hat in Relation einen geringeren Wärmewiderstand und ist nichts desto trotz enorm durchschlagfest - ich habe das schon sehr oft mit Erfolg angewendet. Man muß nur beachten, daß einem die etwa 700pF Kollektorplatte-gegen-Masse-Kapazität eines Sanken- oder TO3-Gehäuses keinen Streich spielt, bei Emitterfolgern spielt das z.B. keine Rolle, hier addiert sich die parasitäre Kapazität parallel zu den Ladekondensatoren ...
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In deiner Schaltung wäre das (z.B.) 1 x 2N2905A (=T12) mit dem Kollektor an die Basis von T4, Kollektor von T12 über 5.6k an Masse (probeweise: an den Kollektor von T4, also nicht "CG-CC" sondern "CC-CC" = "Darlington"), 1 x 330pF von der Basis T12 nach Kollektor T4, zu LED2 eine LED3 in Serie und R19 anpassen = hochohmiger machen. Letzteres erhöht im Gefolge nochmals den Stromquellenwiderstand

Mit 30kHz Band-"Breite" und einem Fehler in der Schaltung macht das im Moment noch keinen Sinn.

Allerdings fehlt die abfallende Spannung innerhalb der I-Quelle wiederum zur Aussteuerung, was eine nochmals erhöhte 2. Ub verlangt. Es wäre in dem Fall auch eine Änderung des R23 nötig, um beidseitig gleiche Aussteuerungen zu ermöglichen.

R23 muß bei einer symmetrischen Hilfsspannung nicht zwingend an R19 angepaßt werden, so daß womöglich die Verstärkung des Differenzverstärkers ansteigen- (erhöhter R13) bzw. die Verstärkung der zweiten Stufe fallen muß (erhöhter R23), T7 steuert als "dynamische" Stromquelle so oder so unterschiedlich zur oberen "statischen" Stromquelle aus (auch ohne die Tatsache, daß die untere Stufe vielleicht maximal 1V früher klippt, sollte man eine dermaßen hohe Aussteuerung anderweitig verhindern)

Hallo Gegentakt,
danke für den Vorlesungsauszug.
Habe inzwischen auch darüber nachgedacht und klar die Feldlinien beulen sich ja seitlich aus. Und von der Dicke der Platten, also seitlich gehen auch noch Feldlinien= Kapazität aus. Also mehr als das reine Plattenmaß, leuchtet ein.
(und schön wieder was gelernt.)


Kannst Du das noch mal mit der verbesserten Stromquelle neu beschreiben? Irgendwie verstehe ich das nicht, weil der Kollektor T12 da einmal an die Basis T4 rangehen soll und über 5,6k an Masse. Und wo geht der Emitter ran ? Oder steckt da ein Schreibfehler drin. Am besten wäre natürlich eine Skizze.


Und für Zucker:
Hier übrigens die Spannungsreglerschaltung mit LM 317 und 75 dB Ripple-Unterdrückung für die positive Seite:
URL=http://www.imageshack.us]http://img347.imageshack.us/img347/5893/3174ua.png[/URL]



Na, Fehler (30 kHz) gefunden ?

Hallo Erwin,

fehlt mir über die I-Quelle um T4 mit 2 LED und 670mV Ube eine gesamt U von 3.1V über R19, geht diese U dem T8 als Ucb verloren.
Habe ich über R23 nur eine U von 670mV wie hier, dann wird T9 um den Betrag zu den 3.1V Verlust gegenüber T8 weiter aufgesteuert. Damit geht die positive Seite eher in die Begrenzung, die negative Seite hat diese aber noch nicht erreicht.

Es müßte also demnach eine Symmetrie beider Punkte hergestellt werden. Über R23 müßten demnach auch 3.1V abfallen oder aber die Ub+ für T4 um 3 oder 4 V höher liegen als Ub- oder aber beide T (T4 und T7) als echte Spannungstreiber in gleicher Re Beschaltung arbeiten oder aber die Ub beidseitig um jeweils 10-15V höher liegen als die der Mosfet, um eine natürliche symmetrische Begrenzung zu erreichen.
Genau das zeigt auch der Testaufbau.

Die 30Khz Bandbreite sind bei Vollaussteuerung im gegebenen Testaufbau mit nur einer Betriebsspannung exixstent. Nimmt man die Aussteuerung von 10.5V auf 9.5V zurück, so wird eine Bandbreite bis an die Begrenzung durch C9 erreicht.

In Deiner Mosfet Mod3Spice wird über R16 bei 33mA und 33R eine Spannung von etwa 1.1V abfallen, über R13 mit seinen 68R etwa 2.3V. Damit ist die Differenz nicht so gravierend, zumal Du jeweils 12V über der Lastspannung liegst.

Es geht also kein Weg an einer höheren 2. Ub vorbei, will man nicht einiges verschenken.

Die Spannungsverdopplung nach Bild 4 des Links von Lothar funktioniert.

http://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/labnt1.htm Bild 4

Mit C2 kann die gewünschte Spannung hergestellt werden.
RKT 218 > Nimmt man 1000µ, so wird die Leerlaufspannung bei 51V liegen, unter Last an 180R auf 37V sinken.
Nimmt man für C2 2000µ, so wird unter Last an 180R eine Spannung von 40V erreicht, usw.
Die Kurve ist natürlich keine Gerade, sondern eine Art Dachschräge. Ob das nun so gehen wird, wird sich zeigen. Ein weiteres Problem wir die sehr hohe Leerlaufspannung bei einer Stabilisierung U-Reglern und deren zulässigen Differenz zwischen Ue und Ua sein.

Ja die zulässige Spannungsdifferenz- ich weiß- hatte ich anfangs auch Bedenken und eine Angst-Z-Diode eingebaut. Mittlerweile tue ich das nicht mehr, ist noch nie was passiert. Weil was soll passieren, wenn die maximale Sperrspannung des internen Regeltransis überschritten wird, öffnet er wahrscheinlich (bzw. CE läßt Strom durch) solange bis der Ausgang so hoch läuft, das diese Spannungsüberschreitung durch Aufladung des hinter den Regler befindlichen Elkos unterschritten wird und nun regelt er wieder normal. Mehr macht eine Angst-Z-Diode auch nicht.
Abgesehen davon haben die Regler, mir einen Kurzschluß am Ausgang bisher nicht übelgenommen(dabei wird ja nun wirklich ihre maximale Differenzspannung überschritten), was mich nun selbst stark wundert. Vielleicht übertreffen sie ihre garantierten Daten deutlich mehr als man erwartet.

Bild 6 ist übrigens auch sehr interessant für die, die bisher immer zwei Gleichrichterbrücken für symmetrische Speisespannungen einsetzen. Eine Gratezbrücke tut es nämlich genausogut.
Und es wird weniger Wärme im Gehäuse erzeugt, Geld, Platz und Energie gespart.

Hallo Lothar, logisch, daß du mit der Beschreibung der Stromquelle nicht klar kommst, ich auch nicht ...
Noch ein Versuch, das vorher Unterschlagene ist fett hervorgehoben:

In deiner Schaltung wäre das (z.B.) 1 x 2N2907A =T12 mit dem Emitter an die Basis von T4, Kollektor von T12 über 5.6k an Masse (probeweise: an den Kollektor von T4, also nicht "CG-CC" sondern "CC-CC" = "Darlington"), 1 x ca. 250...500R=Re vom Emitter T12 nach +Ub, 1 x 330pF von der Basis T12 nach Kollektor T4, zu LED2 eine LED3 in Serie und R19 anpassen = hochohmiger machen. Letzteres erhöht im Gefolge nochmals den Stromquellenwiderstand.

Hallo Henry, mir ist vollkommen klar, daß da eine Unsymmetrie vorliegt, aber nicht nur deswegen, sondern vor allem wegen der besseren Aussteuerung auf Grund der langen U,GS Kennlinie schrieb ich ja bereits von Anfang an, Eigenzitat:

Denk auch dran: durch den Spannungsabfall an der Quelle (+ U,GS der MOSFETs als Sourcefolger) vermindert sich - mehr noch als auf der gegenüberliegenden Seite - die Aussteuerungsfähigkeit der Endstufe beträchtlich, bei solchen Konzepten kommt man um eine zweite Betriebsspannung schwerlich herum, wenn die Mosfets nicht mehr als nötig leiden sollen ...

Soweit hat sich das bei dir, glaube ich, jetzt auch durchgesetzt.
Übrigens, ich hatte dein und Ultraschalls Post noch nicht gesehen, als ich gerade den letzten Abschnitt in #41 anders formulierte, Eigenzitat (ergänzt):

R23 muß bei einer unsymmetrischen Hilfsspannung - oben einige Volt mehr als unten - nicht zwingend an R19 angepaßt werden, so daß womöglich die Verstärkung des Differenzverstärkers ansteigen- (erhöhter R13) bzw. die Verstärkung der zweiten Stufe fallen muß (erhöhter R23), was im Allgemeinen zu erhöhten Intermodulationen führt (Eingangsstufe eher übersteuert), T7 steuert als "dynamische" Stromquelle so oder so unterschiedlich zur oberen "statischen" Stromquelle aus. Auch ohne die Tatsache, daß die untere Stufe vielleicht maximal 1V früher klippt, sollte man eine dermaßen hohe Aussteuerung anderweitig verhindern

Ich denke, gerade der letzte Satz war nicht unwichtig ...

Hallo ihr Zwei,

Bild 6 ist übrigens auch sehr interessant für die, die bisher immer zwei Gleichrichterbrücken für symmetrische Speisespannungen einsetzen. Eine Gratezbrücke tut es nämlich genausogut.

Ja, ja Lothar, der Pfeil hat sein Ziel schon erreicht.
Zur Verteidigung will ich dazu nur schreiben - es geht auch um die Lastverteilung. Und ob da nun bei 450W sin durch fehlende 0.7V ca. 20W fehlen ist dann etwas uninteressant.

Ja die zulässige Spannungsdifferenz- ich weiß- hatte ich anfangs auch Bedenken und eine Angst-Z-Diode eingebaut.

Normalerweise tut es da nix, wenn Ue 50V und Ua 30V hat aber das ist nicht das eigentliche Problem. Es dürfte unschwer zu erraten sein, daß die Mosfetstufe einmal mehr als 2 x 40V Ub Lastspannung haben soll, sonst wär ich nicht ich. Anders ausgedrückt - es werden mit Sicherheit 2 oder gar 3 U-Regler pro Seite kaskadiert werden müssen, um die benötigte Ub für die Vorstufe zu erstellen und stabilisieren. Der Strom will auch sichergestellt sein. Die Differenz der benötigten 2. Ub zur Last Ub vervielfältigt sich bei einer Spannungsverdopplung enorm und die will gezügelt werden.
Gut, ich bin da kein Freund von voreiligen Hauruck Aktionen und will deshalb noch nicht näher auf die gewünschte Leistung und Bandbreite eingehen. Man möge mich auch bitte nicht für ganz verrückt halten aber ein gewisser Kitzel muß schon sein und bei 100W ist der für mich einfach nicht mehr vorhanden.

Erwins Einwurf mit dem MK in der Stromquelle habe ich schon verstanden, auch die Belegung. Immerhin haben wir über den MK wochenlang debattiert und das mit Erfolg, nur und das wiederhole ich an dieser Stelle nochmals:

o Stromquelle wie um T4 (mit einer oder zwei Led oder/und Z oder/und/und MK
o direkter Einspeispunkt als echter Spannungstreiber in push-pull über Spiegel vom Diff
o direkter Einspeispunkt als echter Spannungstreiber in push-pull über Doppeldiff-Stufe

Das hatte ich weiter oben schon als Alternativen eingestellt.

Im Zusammenhang mit:

Hallo Henry, mir ist vollkommen klar, daß da eine Unsymmetrie vorliegt, aber nicht nur deswegen, sondern vor allem wegen der besseren Aussteuerung auf Grund der langen U,GS Kennlinie schrieb ich ja bereits von Anfang an, Eigenzitat: Denk auch dran: durch den Spannungsabfall an der Quelle (+ U,GS der MOSFETs als Sourcefolger) vermindert sich - mehr noch als auf der gegenüberliegenden Seite - die Aussteuerungsfähigkeit der Endstufe beträchtlich, bei solchen Konzepten kommt man um eine zweite Betriebsspannung schwerlich herum, wenn die Mosfets nicht mehr als nötig leiden sollen ... Soweit hat sich das bei dir, glaube ich, jetzt auch durchgesetzt.

hat sich das auch durchgesetzt und ist verstanden.

Wie schon weiter oben geschrieben:
push-pull halte ich für eine gelungene Variante, wobei aber die asymm. Ansteuerung auch ihre Vorteile hat und ich diesen Weg nie so recht verfolgte. Ich denke hierbei an den problemloseren Einsatz des MK und der Spiegel-I-Quelle um V4 aus der Mosfetstufe 3. Aus dem Grund würde ich schon gerne diese hier gezeigten Endstufenentwüfe in der jetztigen Grundform aufbauen wollen.

Die Beitragsänderung von Erwin hatte ich schon bemerkt. Ich bin mir auch gar nicht mehr so sicher, ob N und P Kanal gut ist. Möglicherweise sollten 2 N-Kanal Seiten eingesetzt werden. Es gäbe da so viel zu testen, auch eine echte Sourceschaltung kommt immer noch in Betracht. Zudem ist auch der reine B-Betrieb der Mosfet eine interessante Sache, wie ich ursprünglich in Erwäägung zog.
Hach, das kribbelt dermaßen - kann sich nur der echte Freak vorstellen.

Nun denn - der nächste Schritt ist ersteinmal die Versorgungsspannung 2, dann sehen wir weiter.

o Stromquelle wie um T4 (mit einer oder zwei Led oder/und Z oder/und/und MK
o direkter Einspeispunkt als echter Spannungstreiber in push-pull über Spiegel vom Diff
o direkter Einspeispunkt als echter Spannungstreiber in push-pull über Doppeldiff-Stufe


IMO:
1. a) ob LED oder ZD ist wurst, das im Vergl. zur ZD etwas niedrigere Rauschen einer LED bringt - wie gesagt - hier in der zweiten Stufe nichts und der differentielle Innenwiderstand spielt so gut wie keine Rolle, wenn mit mindestens 220...470µF quer zur Referenzspannung der Stromquelle tiefpaßgefiltert wird
b) dann: 35...40mA MK-Stromquelle mit guten Videotreibern für die Mosfets reichen für 3MHz Bandbreite ...!
c) und, letztlich: reiner Klasse-A Betrieb mit einer breitbandigen Stromquelle funktioniert-, klingt-, war und ist schon immer etwas anderes gewesen, als pseudosymmetrischer Klasse-A-Nulldurchgang, man siehts in der Simu/auf dem Spektrumoszi, und hört, daß die Spektren sich voneinander unterscheiden (besonders in den hohen Lagen)
2. Ein (Strom-)Spiegel wird dazu nicht unbedingt gebraucht (man muß es immer wieder betonen: hohe Spannungsverstärkung der Differenzverstärkerstufen fördern Intermodulationen)
3. siehe 1. b) und c)

Zur Sache mit 2 x N-Kanal: einmal Sourcefolger und einmal Sourceschaltung bedeutet oben 1 x 2nF C,GD und unten ein mehrfaches davon, die Mitte durchläuft eine Kennlinie, die krummer nicht sein kann. Mit BJT's mag das noch mit diversen Kennlinienbegradigungsmethoden (Dioden) halbwegs gehen, mit Mosfets war es (die wenigen, veröffentlichten Schaltungen im Rückblick) klanglich daneben, meßtechnisch sowieso fragwürdig, daran ändert auch der gleiche Kanalwiderstand nichts. Zwei verschiedene Grundschaltungen haben nun mal zwei grundverschiedene Eigenschaften, das müßte selbst beim undifferenten Blick auf zwei identische Transistoren auffallen. Dann schon eher 2 x Sourceschaltung symmetrisch (beide Drains unisoliert ...), der PMOS gepaart mit dem NMOS doppelter U,DS, dann besteht wenigstens Aussicht auf eine einigermaßen zueinander passenden Kapazität/Kennlinien und aus der fetten DG-Millerkapazität-Not eine Frequenzgangkorrektur- Tugend machen zu können. Ruhestromtechnisch ist letztere Variante eine 1a Herausforderung ...

Hallo Zucker,
der Pfeil wurde von mir garnicht so bewußt in Deinen Richtung geschossen.

Gut die Relation der Verlustleistung an den Dioden und den Endstufen ist schon klar. aber selbst 10 Watt heizen einfach unnötig und die Dioden kosten Platz, Geld und nicht zuletzt Zeit beim Bestücken - und senken außerdem die Zuverlässigkeit(sinkt mit steigender Bauelementeanzahl) Und wie du schon an einigen meiner Beiträgen erkennen kannst, mag ich keine unnötigen Teile in irgendwelchen Schaltungen.
Noch dazu, wenn durch diese steigende Anzahl die Sache nicht besser, sondern eher schlechter wird !
(Siehe dazu mal meinen Beitrag bei "Gigant 2000" zum Thema Stabilisierung. Da sind im Kern der dort verwendeten Schaltung 22 Teile zur Stabilisierung drin, ich brauche da sechs und bin besser.)
Gleichzeitig bin ich der letzte, der nicht fünf Transis statt einen einsetzen würde, wenn das irgendeinen Vorteil bringen würde.

Zu der Bandbreite von 3 Mhz die Gegentakt erwähnt. Stimmt wahrscheinlich. Mein Generator endet bei 2,2Mhz, sonst könnte ich sie wahrscheinlich als gemessen bestätgen. Bei mir waren bei 2,2Mhz Schluß (-3dB), aber mir fällt ein, ich habe mir garnicht angesehen wieweit mein Generator dort absenkt. Vielleicht lag es an ihn?

zucker schrieb:

Hach, das kribbelt dermaßen - kann sich nur der echte Freak vorstellen.

Ich finde dieses Kribbeln immer da Schönste am Basteln.
Und dann der Moment des ersten Einschaltens...
(Aber bei mir muß es nicht Leistung sein um zu kribbeln.)



Hallo Erwin, ist das bei Stromquellen also so, das ein höherer Spannungsabfall über den Re, gleich besserer Stromkonstanz ist(ich gehe jetzt mal von idealer temperaturkompensierter Referenzspannungsquelle aus)? Und deshalb zwei LED (+eine Si-Diode zur Temperaturkompensation)besser als eine sind ?


Und nochmal zu Zucker und "Stromquelle um V4" (Wir reden hier jetzt von Erwins Schaltung.)

Das ist eigentlich keine Stromquelle, sondern eine aktive negative Last für den Differenzverstärker.
Wir kennen drei Fälle von Lastwiderständen (ich lasse mal induktive und kapazitive weg):
a) den normalen ohmschen Widerstand
b) die Stromquelle
c) die aktive Last (und negativ aktiv: weil mit steigendenen Ic Strom durch den Transistor durch die Steuerung an der Basis die Kollektorspannung sogar sinkt, anstatt steigt. Beim ohmschen (positiven Widerstand) steigt der Spannungsabfall mit steigenden Strom durch ihn. Hier ist das Gegenteil der Fall, deshalb auch als negativer Lastwiderstand bezeichnet.)

Die drei verschiedenen Arten von Lastwiderständne erhöhen von a nach c die Leerlaufverstärkung des Differenzverstärkers.

(V6 dient überwiegend zur Temperaturkompensation der BE Spannung von T4. Verringert sie auch Nichtlinearitäten gegentakt? Das weiß ich genau nicht, nehme es aber an. )

Zitat gegentakt:
"(man muß es immer wieder betonen: hohe Spannungsverstärkung der Differenzverstärkerstufen fördern Intermodulationen)"

Hmmm, Hmmm ? Warum klingt das Teil dann so gut? Und die von Dir angegebenen Spektren und, und? Oder reicht die lokale Gegenkopplung über die Emitterwiderstände zur Verhinderung einer zu hohen Leerlaufverstärkung ?
Erkläre mal ein bißchen, damit ich nicht ganz verwirrt sterbe.

Heißt- stimmt da habe ich ja was geändert, weil die Übersteuerungspektren extrem übel waren. Ein Widerstand von 680 Ohm über die Diode V6 (bei mir ein BC 560, [weil von mir komplementär aufgebaut]) eingefügt, schon sah die Übersteuerung viel besser bis richtig gut aus.
Und u.a. damit klingt er ja jetzt super.

Willst Du den mal in Deiner Simulation einbinden Erwin und über geänderte Ergebnisse berichten ?

Ihr kämpft an ganz anderen Fronten, deshalb scheint es etwas nebensächlich, dennoch:

Bild 6 ist übrigens auch sehr interessant für die, die bisher immer zwei Gleichrichterbrücken für symmetrische Speisespannungen einsetzen. Eine Gratezbrücke tut es nämlich genausogut.

Das Eine hat mit dem Anderen wenig zu tun, Lothar. Das hier: http://www.hifi-foru...ad=2228&postID=21#21 Hast Du bestimmt gesehen, da war keineswegs ein Spannungsverdoppler gemeint, sondern die (evtl. Un-)Symmetrie der Trafowicklung und daraus resultierend vermeidbarer zusätzlicher Ripple auf der Versorgungsleitung _und_ common mode Ripple, sowie weniger Asymmetrie der Wicklungs-/Gleichrichterbelastungen.
Insbesondere der CM-Ripple kann bei ungünstiger Masseführung meiner Meinung nach evtl. zu schwer beherrschbaren Brummstörungen führen, weil die Masse der Quelle z.B. eben nicht "mitschwingt".

Gefällt mir übrigens gut, wie Ihr die Kiste entwickelt, hat einen schönen roten Faden.
Gruß, Timo

Moin,

einmal Testplan neu Der kommenden Größen wegen ab nun über url.

Wie man sieht, gibt es ab jetzt 2 getrennte Ub. Die I-Quelle um T4 ist stabil. Die obere Frequenz geht nun locker bis 180Khz. Danach ist mit meinem Strom von 1.5mA und den 33p für C9 Schluß. Die Ua beträgt 13.32V~ bei 5Khz und 0.03%. Die Ua bleibt bis 180Khz konstant, da kann ich dann allerdings keinen KLirr mehr messen. Sichtbar ist zumindest nichts. Die Gate-R sind der entscheidende Faktor. Das Netzteil hat selbstverständlich noch je einen 10mF als Siebglied.
Bis hierher passt es also und der Klirr sowie die Bandbreite wird mit der Änderung der Vorstufe incl. MK und aktiver Last (wie sollte ich das halt gestern schreiben) sicher noch unterboten. Das wird sich demnächst zeigen.

Ja und Erwin, N und P Mos:
Hier mal einfach ein Testergebnis.

PMos Irfp 9240 (T11)
Kappgrenze = 13.32V~eff Ua an 4R Last
44.35Wsin = 3.33A eff = 4.71A Ids
Re (R27) = 0,47V
0,47V (R27) + 18.837V U (RL) = 19.307V Uds
Last Ub = 22.6V - 19.307V Uds = 3.29V Differenz
Das ergibt einen RDSon von 700mR, obwohl nur 500mR im Datenblatt angegeben sind.

NMos Irfp 240 (T10)
Kappgrenze = 14.45V~eff Ua an 4R Last
52.85Wsin = 3.635A eff = 5.14A Ids
Re (R28) = 0.514V
0.514V (R28) + 20.56V U (RL) = 21.075V Uds
Last Ub = 23.00V - 21.075V Uds = 1.925V Differenz
Das ergibt einen RDSon von 370mR, obwohl das Datenblatt 180mR angibt.

Was ich nun nicht so genau weiß, ist der Widerstand der Sourcewiderstände. Mein Messer kann nur auf ein Zehntel messen. Bei einem zeigt er 0.1R, beim anderen 0.2R an. Der Wert liegt also irgendwo dazwischen und für eine Spannungsmessung war ich einfach zu faul.

Das erfordert eine höhere Ub- , wie Du schon geschrieben hast. Mal hoch gerechnet, wird man bei 63.25V~eff Ua an 4R Last eine Last Ub+ von 100V und eine Last Ub-von 107V benötigen.

Die Frage ist halt nun:
Gibt es denn überhaupt N und P Mos mit jeweils 100mR RDSon oder zumindest gleichen RDSon?
Wenn nicht, dann muß man es eben hinnehemen oder einen Trafo mit unterschiedlichen Wicklungen besorgen oder die V einfach absenken.

Nun, wie dem auch sei, der nächste Schritt ist die Vorstufenänderung.
Die Entscheidung ist jetzt zugunsten einer asymm. Ansteuerung gefallen.
Wenn das geht, wird es eine 2. Variante mit Doppeldiffstufe geben.