Mosfetansteuerung

...ist das bei Stromquellen also so, das ein höherer Spannungsabfall über den Re, gleich besserer Stromkonstanz ist(ich gehe jetzt mal von idealer temperaturkompensierter Referenzspannungsquelle aus)? Und deshalb zwei LED (+eine Si-Diode zur Temperaturkompensation)besser als eine sind ?

Hallo Lothar, wie gesagt, es ist IMO relativ egal, wie man die Referenzspannung für diese Stromquelle in dieser Anwendung gewinnt oder die Stromquelle an sich aufbaut (Einfachstromquelle, Wilson, Kaskode etc.), ich tendiere aus mehrfacher Erfahrung zur einfachsten Lösung überhaupt:
Am Emitterwiderstand eines Stromquellentransistors sollten mindestens 2...4V Spannungsabfall entstehen, das sichert der Stromquelle nicht nur bereits eine sehr gute Gegenkopplung zur Stabilisierung des temperaturabhängigen Arbeitspunkts, sondern erhöht nicht unbeträchtlich deren differentiellen Innenwiderstand R,diff, was ja bekanntermaßen über die Differenz des Ausgangsstromes I,Q über die bei der Aussteuerung differierende U,CE zu messen ist und letztlich natürlich über die Spannungsverstärkung der Stufe entscheidet, die auf diese Laststromquelle arbeitet (die Zusammenhänge bzgl. Spannungsabfall am Emitterwiderstand="Emitterdegeneration" sind leider nicht ganz trivial, wenn du es genauer wissen möchtest, mußt du in einem guten Fachbuch unter "Earlyspannung/Earlyeffekt/Emitterdegeneration/Widlarstromquelle" nachschlagen).
Re, U,BE und I,Q bestimmen also die Referenzspannung, wenn man Glück hat, sind das eben zwei LED-Spannungen, deren (ggü. Siliziumtransistoren) positivere TK den Quellentransistor auf Grund der bereits vorhandenen Ruhestromgegenkopplung wahrscheinlich etwas überkompensiert, d.h. mit der Temperatur den Strom steigen läßt. Als Gegenmaßnahme wären eine oder zwei Siliziumdioden den LED's in Reihe zu schalten. Damit das Ganze theoretisch einwandfrei funktioniert - d.h. thermisch kompensierend arbeitet - müßte natürlich der komplette Diodenkram am Transistor befestigt werden, was eigentlich nicht in Frage kommt.
Eine wesentlich bastelfreundlichere Lösung besteht in der Verwendung einer einzigen Z-Diode mit leicht positivem TK um die 5V, so daß sich mit einem entsprechend angepaßten Re eine gute Temperaturkompensation ergibt, Re liegt dann bereits so hochohmig, daß er TK und R,diff sehr positiv beeinflußt. Leider gehen dadurch eben 3...4 Volt verloren, was aber mit Hilfsspannung und bei Strömen um 30...40mA energetisch nicht weiter auffällt, der Netzteiltrafo "verbrummt" ein Vielfaches davon.
Schließlich wäre noch ein Elko von gut 220uF + Folie 100nF parallel zur Referenzspannung zu schalten, das sichert ihr einerseits einen niedrigen R,diff über den gesamten Frequenzbereich und andererseits erhält die Stromquelle einen HF-mäßigen Masseschluß, der sie am schwingen hindert (sollte sie das doch tun - kommt vor - hilft ein R von einigen 10 Ohm zur Entkopplung der Basisinduktivität des Quellentransistors).

Die zuletzt geschilderte Einfachstromquelle mit "Millerkiller" hat sich ggü. anderen Stromquellen (s.o.) übrigens als geeigneter erwiesen, wenn es um hohe Bandbreiten geht.


...Zucker und "Stromquelle um V4" (Wir reden hier jetzt von Erwins Schaltung.)
Das ist eigentlich keine Stromquelle, sondern eine aktive negative Last für den Differenzverstärker.
c) die aktive Last (und negativ aktiv: weil mit steigendenen Ic Strom durch den Transistor durch die Steuerung an der Basis die Kollektorspannung sogar sinkt, anstatt steigt. Beim ohmschen (positiven Widerstand) steigt der Spannungsabfall mit steigenden Strom durch ihn. Hier ist das Gegenteil der Fall, deshalb auch als negativer Lastwiderstand bezeichnet.)

Mit dieser Betrachtungsweise gehe ich nicht ganz konform: für mich ist die Kollektorlast der Verstärkerstufe in diesem Fall schlicht eine aktive Stromquelle mit – wie oben angesprochen - möglichst hohem differentiellen Innenwiderstand R,diff. Kennzeichen ist ein auf Grund des hohen R,diff nahezu konstanter Strom trotz Spannungsdifferenz an der Quelle. Das entspricht im wesentlichen einem konstanten und nicht ansteigendem Ausgangswiderstand, eher wie beim Widerstand bei zunehmender Aussteuerung fallend (=höherer Spannungsabfall an der Quelle), wenn auch entscheidend geringer. Würde mit zunehmender Aussteuerung der Quellenstrom abnehmen und der R,diff also negativ werden, wäre die Spannungsverstärkung unendlich und die Verstärkerstufe instabil, ähnlich einer Bootstrapschaltung, deren Rückkopplungsverstärkung bei 1 oder >1 und nicht <1 liegt.


""(man muß es immer wieder betonen: hohe Spannungsverstärkung der Differenzverstärkerstufen fördern Intermodulationen)"
Hmmm, Hmmm ? Warum klingt das Teil dann so gut?"

Eigentlich ganz einfach: weil die Gesamtschaltung für die hohe Leerlaufverstärkung des Differenzverstärkers agil genug ist, einen bestimmten Betrag an Intermodulationsverzerrungen nicht zu überschreiten (in meinen Diagrammen zu Mosfet2,3Spice ist daher neben dem Harmonischen auch immer das "Wilde" Spektrum gezeigt)


Heißt- stimmt da habe ich ja was geändert, weil die Übersteuerungspektren extrem übel waren. Ein Widerstand von 680 Ohm über die Diode V6 (bei mir ein BC 560, [weil von mir komplementär aufgebaut]) eingefügt, schon sah die Übersteuerung viel besser bis richtig gut aus.
Und u.a. damit klingt er ja jetzt super.
Willst Du den mal in Deiner Simulation einbinden Erwin und über geänderte Ergebnisse berichten ?

Also, auf das Übersteuerungsverhaltebn lege ich selbst keinen Wert, diese Bereiche werden einfach ge- und/oder vermieden. Daß der Querwiderstand den differentiellen Innenwiderstand der Diode verringert und den Innenwiderstand der Quelle zurückgenommen hat, führt natürlich wegen der geringeren Schleifenverstärkung und der damit verbundenen geringeren Übersteuerung (die vorher schon recht gering war) schon zu einem anderen Verhältnis (bzw. Zusammensetzung) zwischen Harmonischen Oberwellen und wilden transienten Ein- und Ausregelvorgängen. Ich bin sicher, daß das erhebliche Auswirkungen auf den Klang (gehabt) hat, das wäre dann ja eine schön einfache Methode, um am Übertragungsverhalten mal schnell etwas zu "drehen" („schnell“, falls sich der Arbeitspunkt dabei nicht wesentlich verändert)

Klar, Lothar, ich möchte gerne deine Schaltung versuchen zu simulieren, das wäre auch eine Gelegenheit, zum Vergleich "PSpice - LTspice" mein eigenes Zeug von PSpice auf LTspice zu übertragen (übertragen ist gut: es muß alles neu eingegeben werden ...)


PS: in der Zwischenzeit gab's ja neue Ergebnisse ... - noch gar nicht gelesen (erstmal Päuschen)

Antwort gelesen. Danke. Werde es also in Zukunft nicht mehr von negativen Widerstand sprechen.

So ist das nun mal mit POWER-V-MOS ... - ggü. vor 20 Jahren mit den ersten 6-Amp. Hitachis sieht das jedoch nicht schlecht aus.
Massenhaftes Paralellschalten ist dann aber nicht unbedingt der Bringer für die "Video-Driver-Stage", die muß dann dringend zur Revision. Paralell dazu würde ich mir auch mal die dicken IRFP140/IRFP9150 (nicht 9140!) ansehen, oder mir über eine Paralellschaltung von IRF530/IRFP9540 Gedanken machen.
Moderne Ringemitter-BJT's kommen übrigens bei 10 Ampère auf 2V entsprechend 0.2 Ohm und schalten mittlerweile flott wie Hilde, wenn man ihnen nur richtig Beine macht (aber das ist ja eine völlig andere Liga).

Die Unterteilung R23/R24 wegen dem Feedbackkondensator würde ich bleiben lassen, das macht keinen nachvollziehbaren Sinn. Der C gehört an die Ausgangsstufe, was bei Bipolar vielleicht mal unter bestimmten Bedingungen (wie sahen die nochmal aus?) etwas gebracht hat, ist hier nicht zwangsläufig von Vorteil. In der Simu sieht das schon mal eindeutig aus.
Als nächstes würde ich der Schaltung endlich mal mit einem Millerkiller aus den Tüchern helfen, sonst wundern sich die MOSTeile irgendwann noch so dermaßen, daß R25 und R26 wieder und wieder zur Makulatur werden. R12 kann dann hochohmiger werden=mehr Verstärkung, die sich dank MK dann auch voll entfalten kann (im Moment schmiert die OL noch an der niedrigen Eingangsimpedanz des T7 ab und der wiederum bekommt von vorn nur trocken Brot - das Bindeglied fehlt)

Als nächstes würde ich der Schaltung endlich mal mit einem Millerkiller aus den Tüchern helfen, sonst wundern sich die MOSTeile irgendwann noch so dermaßen, daß R25 und R26 wieder und wieder zur Makulatur werden.

Iss ja gut Erwin, bin doch schon dabei. Layout ist soweit fertig aber noch nicht ausgedruckt. Oller Mann ist kein D-Zug mehr.
Plänle
Achtung > neue Bauteilnummerierung.

I-Quelle um T4 ist vorerst belassen. Eine zusätzliche D ist auf der Platine vorgesehen.
Mosdinger hab ich leider nur die Irfp 240/9240, 630/9630, 640/9640 und Timos Fairchild FQA 34N20/FQA 12P20
Es sind noch zusätzliche R und C in den Betriebs-U-Zuleitungen, die hier nicht eingezeichnet sind.
Zusätzlich zu R14 ist ein Cermet mit 100R für den Ausgleich Ube T2 > Uf D3.

Der GK-C, hier nun C8 > so schlecht kommt das gar nicht, wenn er an den Re der Treiber klemmt. Die Phase an T4 steht 1A mit der Phase an T1 übereinander.

Lothar, das obige mit den über 100V Ub war ein Zahlenbsp. Vorerst soll nur ein RKT 230 hin.

Na also, so langsam sieht das aus, wie ich das gewohnt bin (was wären "wir alten Männer" ohne unsere jugendliche Koketterie, nicht wahr, Henry?) Ich bin mal gespannt, ob dein Philips-Klirr überhaupt noch mit dem Zeiger (dem Display?) zuck(er)t.
Und einen schönen 1MHz-Sinus mit mindestens 20Veff hätten wir auch mal sehr gern gesehen, kommt ja nicht so oft vor ...

Denn, wenn das wie eine Mosfet3Pspice furzen soll, fresse ich keinen Besen, nur, ohne darauf zu reiten ...
Der GK-C, hier nun C8 > so schlecht kommt das gar nicht, wenn er an den Re der Treiber klemmt. Die Phase an T4 steht 1A mit der Phase an T1 übereinander.
... - nochmal: es macht keinen Sinn, Tatsache! Den Strom, den der Treiber liefern muß, damit die Closed Loop am Bandende ihre Phasenvoreilung/Verstärkungsverminderung, kann genauso gut und besser von den Mosfets geliefert werden - die sind nämlich im Ggs. zum BJT-Endtopf kaum phasenrückeilend (weil "schnell") bei der Sache. Grundsätzlich: hinter dem Endtopf=der Gegenkopplung ist wieder eine Phasennacheilung, die der invertierende Verstärkereingang über den aktuell angeschlossenen C nicht mitbekäme, so what? Und: die MOSTÖPFE sind 100 x Strom potenter, über die Entlastung freut sich der kleine Kollege Treiber sehr. In der Simu sieht das letztlich um so viel besser aus, daß es einem Aufbaulapsus gleichkäme, sollte das nicht auch in der Praxis so sein.

I-Quelle um T4 ist vorerst belassen. Eine zusätzliche D ist auf der Platine vorgesehen.
Ja ist sie denn jetzt auch temperaturstabil?
Um es ein letztes mal anzusprechen: ohne direkten Gehäusekontakt zwischen Dioden und Transistor hängt das in der Luft, die Dioden kompensieren vielleicht die Raumtemperatur, jedoch nicht die U,BE bzw. I,Q.
Hmm, was ich vorgesehen/mir gewünscht hätte, wären zusäzlich ein paar Löcher für eine MK-Stromquelle, einfach, um sich darüber Klarheit zu verschaffen, daß mit dieser Quelle unter Umständen ein deutlich anderes Hörerlebnis einhergeht.
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Übrigens, rückblickend/vorausschauend: klar, das hast du schon toll gemacht, die einzelnen Phasen von der Einfachschaltung zur entwickelten Version zu verfolgen, dabei läßt sich für den Neuling viel abschauen und für die alten Männer ist es erneut eine Bestätigung (auch nicht schlecht!).
Ach, interessehalber: wollen wir den D-Zug nicht weiterrollen lassen in Richtung Verbesserungen? Zum Beispiel Strom sparen und den Ruhestrom in einer Art Kreuzverschaltung der MOSFET's praktisch auf Null drücken, ohne daß sie klirren? Oder der Stromquelle nur dann den Lebenssaft zubilligen, wenn sie auch mal von sich aus Initiative ergeift und nicht alles dem aktiven Kollegen auf der anderen Seite überläßt, ohne gleich wieder mit vollsymmetrischem Aufwand das Ganze zu paralysieren?
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PS: Hallo Lothar, ich hatte zwar schon mal wegen eines aktuellen Schaltplans angefragt, ich weiß jetzt nicht, ob das von dir überlesen wurde oder kein Interesse deinerseits daran besteht, Antwort kam ja keine ... Wenn nicht, kein Problem. Ich dachte nur, wenn ich schon neue Schaltpläne in LTspice eingebe, wäre es doch eine schöne Sache, eine real laufende Schaltung zu simulieren. Meine Libraries sind übrigens randvoll mit Modellen, alles was das Herz begehrt (u.a. auch mit erweiterter Modellierung/einem präziseren Alternativmodell für die MOSFET's)

PS: zur never ending Stromquellenstory ist mir gerade noch etwas (vielleicht letztlich kärendes) eingefallen:
Läßt man die LED's ohne thermischen Kontakt mit dem Transistor, wird dieser unabhängig davon zunächstmal bei den vorliegenden Spannungs- und Stromverhältnissen nach dem Einschalten ordentlich warm, sein Kühler soll ja aus Platz- und Kapazitätsgründen (Letzteres, wenn man keine dicken Keramikisolierscheiben nimmt) nicht so groß werden, und zwar deutlich wärmer, als die Raum-/Verstärkergehäusetemperatur. Irgendwann "steht" sein Kollektorstrom und eine Umgebungstemperaturänderung wird relativ zur uninteressanten Größe, da der Transistor eine relativ konstante (End-) Temperatur haben wird. Wird negativ ausgesteuert, erhöht sich U,CE bzw. die Verlustleistung steigt, im nächsten Moment - bei positiver Ausst. - fällt die Verlustleistung, um bei einem weiterhin gleichtemperierten Mittelwert zu verbleiben. Da ein bischen Quellenstromgewackel den Arbeitspunkt des Differenzverstärkers so gut wie überhaupt nicht berührt (umgekehrt schon), kann man das Ganze wohl entspannt sehen (der Aufwand wäre jedoch gering, eine oder beide LED's im Flachgehäuse direkt an den Transistorkühler anzulehnen und ihnen eine Bauchbinde aus an den Enden verdrilltem Schaltdraht oder einem kleinem Kabelbündler anzulegen).

Weil Henry mal nach Ideen für Mosfettreiber fragte: diese hier genehmigt sich bei +/-25V und 500kHz Rechteck gerade mal +/-16mA(!):http://www.diyaudio....809&stamp=1094564094
Natürlich muß man sie noch "linearisieren", da bisher für Schaltbetrieb vorgesehen. Das Prinzip der BJT-Brückentreiber für die Endtöppe halte ich jedoch für sehr geeignet, da man den Ruhestrom durch T10/T11 stark einschränken kann, je nachdem, was die Halbbrücken zur Unterdrückung ihrer eigenen Übernahmeverzerrungen benötigen. Prinzipiell funktioniert es ähnlich auch für reine N-Kanal Endstufen (die den Vorteil des viel geringeren Produkts Qgs*Rdson mitbringen).
Gruß, Timo

Ach ihr Burschen,

kaum hole ich eine Platte aus dem Ätz, ist wieder alles anders.
Gemach, erstmal bestücken, testen und dann sehen wir weiter.
Issel Platinen - nö, nö, das Zeugs ist so empfindlich gegen zuviel NaOH, da zieh ich mir Bungard vor. Einmal Schrott entwickelt.

Timo

Unregistered

ich kann da nix lesen und anmelden wollte ich mich auch nicht, weil das Geschriebene garantiert ausländisch ist. Klau doch mal einen Plan von dort, das sagt oft mehr als Worte.
Und sache mal, da liegt noch so eine Rolle mit zart bräunlicher Folie bei mir rum. Wie issn da der Wärmewiderstand, Leitfähigkeit, Kapazität - oder anders - geht das Zeugs als Isomaterial?

Hier liegt jetzt der Plan der Ausgangsstufe: http://poolux.psycho...20&%20fast%20ops.pdf.
JohnW scheint ähnlich viel Ahnung von der Materie zu haben, wie Bruno Putzeys, jedenfalls sind seine postings meist ziemlich lehrreich.
Das Polyimid ist u.A. wegen seiner "Dünne" so gut wärmeleitend: 0,07K/W für ein TO3 entspricht 0,45W/(m*K) für das Basismaterial. Es ist in Folien von 0,05mm zu haben, Glimmer hat bei ebenfalls 0,05mm Stärke nach Fischerelektronik nur 0,4k/W für eine TO3-Scheibe. Polyimid hält aber "bloß" 220-250°C aus.
Gruß, Timo

Hallo Gegentakt,
nix gegen das reinstellen, nur wie gesagt neuer Rechner (noch fast nackig); das Rotieren der Rechner (dreiertausch) so wie ich mir das vorgestellt habe, klappt auch nicht, weil einer beim Ausbauen der Wirelesslan-Platte aus unerfindlichen Gründen die Hufe hochgerissen hat. Und wegen Urlaub ist auf Arbeit auch viel zu tun, so da mir Abends manchmal auch etwas Energie fehlt.
Aber kommt noch, versprochen.

Nur mal gleich folgend ein wirklich starker Vorschlag zur Mosfetansteuerung- spukt und kribbelt ("Hach, das kribbelt dermaßen - kann sich nur der echte Freak vorstellen. ") mir schon seit einer Woche im Kopf herum.
Darauf kam ich, weil ich auch schon praktisch die leidvolle Erfahrung der gleichzeitig geöffneten Fets gemacht habe...Puff... Also der eine öffnet, während der andere noch geöffnet ist.
Ich denke, hier ist das Problem die Ansteuerschaltung.

Am Beispiel des oberen geöffneten Fet, der abgeschaltet werden soll: Die Treiberschaltung will jetzt blitzschnell den unteren öffnen und steuert den unteren Treibertransi durch, während der obere gesperrt wird.
Die Entladung des oberen Gate erfolgt jetzt relativ langsam über den gemeinsamen Emitterwidertammd der Treiber, während das untere Gate schnell über den unteren PNP-Treiber geöffnet wird. Und zack die Folge: oben noch offen, unten schon offen, hoher Querstrom und Puff...


Schaltungsschlußfolgerung meinerseits:

Ich will jeden Mosfet ein eigenes npn/pnp Treiberpaar spendieren, deren Kollektoren jeweils direkt an die Treiberspeisespannungen rangehen. Die Emitter davon über zweimal 5...10 Ohm zusammengeschaltet. An den Basen dieser Treiber eine eigene Basisvorspannung (dazwischen wieder die Vorspannungserzeugung für die Fets) als Ruhestrom (5mA) für die Treiber. Am Kreuzungspunkt der 5..10 Ohm dann das Mosfetgate ran. Ob direkt oder über nochmals einen Widerstand (5...47 Ohm)wird sich zeigen. (Direkt wäre schöner. Teile sparen.)
Wir haben dann also anstatt zwei Treibertransis- vier Stück. Aber Vorteil: Schnelle Auschaltung bei geringeren Querstrom. Bisher haben wir hier 40...60 mA und die reichen leider teilweise (beim Schwimgen) nicht zum ausreichend schnellen Ausschalten. Eventuell gibt es ja noch andere Vorteile, noch bessere Höhen - Grins: 10 MHZ obere Grenzfrequenz ? Oder 20 Erwin ?

Na, wie findet ihr die Idee. Hoffe, habe mich verständlich ausgedrückt (Zucker, Du kannnst schon mal das Ätzbad wieder vorbereiten :D)

(Sicherheitshalber nochmal anders erklärt: also statt eines Treibers jeweils eine kleine AB-Endstufe mit schnellen Videotreibern.)

Heiliger Schwur, weil ich gerade Tikis Link sehe, bin wirklich schon vor einer Woche drauf gekommen und ist ja glücklicherweise nur meine analoge Idee in Ausführung für Schaltverstärker.
Das Rad zweimal erfinden. Na ja, nach dem Holzrad kam das Eisenrad, dann das Vollgummirad, dann die Luftbereifung....welche Erfindung war die größte ?
(Die Erfindung des Rades, hier die des FET.)

Nur, daß der Vorschlag von JohnW schon vom "09-07-2004 02:34 PM" stammt.
Kann ich aber nachvollziehen, war auch öfter mal "der Zweite", viiieeel seltener der Erste.

Hallo Lothar, du bist nicht enttäuscht, wenn ich dir sage, dass "Gegentakt-Gegentakttreiber" keine neuartige Innovation sind?
Aber klemme dich ruhig mal dahinter und sammle Erfahrungen, ich habe das bereits hinter mir, sogar mit Bipolar. Bin dann in Analogverstärkern aber auf den umgekehrten Weg gestoßen: ein Treiber versorgt jeweils oben und unten ein doppeltes Endstufenpaar mit jeweils p- und n-Kanal (bzw. pnp und npn), deren Drain-(Kollektor-)Ströme über den jeweils anderen Source-(Emitter-)Widerstand laufen und damit die Source (den Emitter) sozusagen bootstrappen.
Der Klirrfaktor ist mit dieser Anordnung dermaßen gering, daß nur noch drei weitere Transistoren (ein Video-T. in der Spannungsstufe bzw. ein Vorstufentransistor und einer für die Vorspannung) genügt, um einen kompletten, asymmetrischen, stromrückgekoppelten Amp mit nahezu lastunabhängigen Verzerrungen < 0.002% THD zu realisieren - sagt die Simulation. Ansonsten kein Weltrekord im Gigahertzbereich, sondern Klirr und Grenzfrequenz in ausgewogenem Verhältnis (Lösungen mit zuviel des Guten einer Eigenschaft auf Kosten einer vielleicht wichtigeren anderen verfolge ich ungern weiter ). Da mir selbst zum Basteln keine Zeit bleibt (leider übrigens auch nicht zum Beantworten ausführlicher PN's, deren Gegenstand ganz ausgezeichnet für alle hier nutzbringend öffentlich diskutiert werden darf!), so lade ich das demnächst mal bei Interesse zum Bebrüten hoch.

Etwas ganz anderes: ich habe gerade zufällig festgestellt, daß mir PSpice (nicht LTSpice) nach etlichen Problemen mit den Libraries nach einer Neuinstallation seltsamer Weise eine Art von leicht veränderter Kopie bestimmter Dateien (genauer: ".slb" -also die Modellsymboldateien) anlegt, mit der Dateiendung ".slv" - weiß jemand zufällig, was eine .slv Datei sonst (normalerweise) bewirkt? Wenn man sie rausnimmt, scheint zunächst nichts zu passieren ...(?)

Lothar meint:
An den Basen dieser Treiber eine eigene Basisvorspannung (dazwischen wieder die Vorspannungserzeugung für die Fets) ...

Ganz übersehen, ich dachte schon an etwas Innovatives *grins* ...
1. Woraus wird bei symmetrischen Verstärkern eine niederohmige, kurzschließende Vorspannungsquelle gespeist? - aus Stromquellen, aktiv oder passiv, aber immer hochohmig!
Was passiert, wenn z.B. die niederohmigen (Emitterfolger!) Gegentakt-Gegentakttreiber die niederohmige Vorspannungsquelle der MOSFET's in die Zange nehmen? Wenn sie nicht selbst überlappen und hoffentlich nicht mit samter Vorspannungsquelle krepieren (!), so wird das Ganze klirren wie Harry - Hand drauf ...
2. die Gegentakt-Gegentakttreiber liegen mit den Kollektoren an der erhöhten Hilfsspannung, was theoretisch oben beim +Ub-npn-Treiber und unten beim -Ub-pnp nicht gerade langsame Stromquellen ermöglicht und auch erfordert, diese beiden Treiber müssen ja jeweils passiv mit irgendeiner Quelle durchgesteuert werden - niederohmige Widerstände, welche die Basen mit ausreichendem Strom ansteuern könnten, müssen leider ausscheiden, da sie ja den vollen Spannungshub (Emitterfolger!) mitmachen müssen, enorm viel Leistung verbrauchen und die Spannungsverstärkung des Spannungsverstärkers (...) damit drastisch herabsetzen.
Mit aktiven Quellen geht das, da diese sehr schnell reagieren müssen, wird das sehr aufwändig bis kniffeligund manchein Raderfinder hat dabei nur noch mit dem Kopf gewackelt (geschüttelt, ich kenne das - aber wie gesagt, Versuch macht kluch ...)

Hui wie gemein....Grins

Aber zu dem ersten Punkt von Dir, da hast Du mich mißverstanden. Die Vorspannungserzeugung für die FETs muß selbstverständlich vor den zwei kleinen AB-Treiberendstufen liegen, so wie sie bisher auch vor den bipolaren Treibern liegt. Dachte, das wäre ersichtlich aus meiner Beschreibung. (Ich sehe gerade, ich sprach da auch von den Basen der Treiber. Also 1. abgeschmettert.)
Und zu 2.
Da habe ich Dir hier schon gerade recht gegeben, aber als ich mir das zum erstenmal aufgemalt habe, gleich frohen Herzens wieder weggelöscht.
Man braucht bloß oben und unten in Reihe zur bestehenden Vorspannungsquelle z.B. je drei Si-Dioden( ist jetzt hier nur Beispiel, kann auch LED+Si sein oder sonstwas) in Reihe zu schalten. Schon hat man die Vorspannung für die Treiber-(Grins. Ist ja einfacher, als ich gestern noch gedacht habe. Da dachte ich auch noch an Stromquellen [nie an Widerstände] , wollte aber damit leben.)Durch die bestehende Konstantstromquelle [unserer "konservativen" Schaltung] fließt durch die zweimal drei Dioden konstanter Strom, der für konstante Vorspannnung der neuen AB-Treiber sorgt.
Also 2. auch abgewehrt.

Aber:
Na ja, was es dann bringt, wer weiß. Mal sehen, wann ich wieder viel Zeit habe, wird wohl im Winter sein. Vielleicht dann. Oder Du simulierts schon wieder fleißig und verstößt den Vorschlag trotzdem in die tiefste Gosse. Dann spare ich mir das.


Aber sage mal zu den LEDs, als Referenzspannung. Ich habe schon mal probiert im Internet eine Seite zu finden, die mir sagt, welchen TK die nun haben. Weil, die sind ja nicht aus Si, also müßten sie auch einen anderen TK haben.
Früher waren die mal aus GaAs. Heute anscheinend aus GaP, AlGaAs, IGaN und sonstwas für Materialkombinationen. Woher hast Du deine Infos über deren TK ? Ich finde da einfach nichts.

Nachtrag:21.04 Habe gerad bei Osram Daten zum TK gefunden.
Bin tief entäuscht -3,6 mV/K (InGaN Farbe~525nm). Ist ja schon ohne Si-Diode überkompensiert. Also doch 5,2..5,6 V Z-Diode+ Si-Diode zur idealen Kompensation .

Abgesehen davon finde ich es schon mal besser, wenigstens die Raumtemperatur bzw. genauer die Temperatur im Gehäuse zu kompensieren, als garnichts zu kompensieren. Und die erreichte Endtemperatur ist ja von P, Wärmewiderstand und Gehäusetemperatur abhängig. Wenn ich mal von konstanter Leistung P ausgehe (Da Konstantstromquelle I konstant und U wegen meist stabilisierter Speisespannung auch konstant)und dann den konstanten Wärmewiderstand hinzunehme, ist mit der Kompensation der Umgebungstemperatur doch schon ein guter Schritt getan.
Ich denke die letzten 10% holt man doch noch mit der von dir beschriebenen Gehäusekopplung raus, schon nicht schlecht. Und schnelleres thermisches Einpendeln auch. Aber wenn man schon mal 90 % der Drift kompensiert hat,..., wie gesagt besser als nichts.

Mal sehen, wann Zucker neues zu melden hat. Dann können wir wieder über anderes als Konstantstromquellen reden.

Mit den besten Wünschen

Ave,

es gibt noch keine Testergebnisse. Kühler ist gebohrt, Platine fast vollständig Bestückt. Ein wenig Geduld > es sind noch tausend andere Dinge zu bewältigen.

Nein, ich will nicht hetzen.

Hier noch ander Ergbnisse der Suche zum Temperaturkoeffizienten von LEDs. Dia Farbe spielt anscheinend fast keine Rolle. Das Material legt den TK fest.

InGaIP -1,7...-2,5 mV/K
InGaN -2,9 mV/K
InGaN -3,6 mV/K

Also am besten doch Z-Diode(5,..V) + Si Diode.
Erfordert natürlich wieder einen höheren Spannungsabfall über die Emitterwiderstände der Konstantstromquellen und damit höhere Treiberspeisespannungen.
Mir wären LED auch lieber. Aber woher weiß ich beim Griff in meine tiefen Bastelkisten aus welchen Material die sind.
Wieder was gelernt, war der Tag doch nicht umsonst.

Is'n mit Bandgaps? Kann man, wenn denn noch nötig, auch mit Cs entrauschen, oder?
Hab da noch so AD1580A zum Probieren rumliegen.
Reverse Voltage Output min 1.215V typ 1.225V max 1.235V
Reverse Voltage Temperature Drift -40°C to +85°C 100 ppm/°C, das wären max. 0,12mV/K. Reicht das?
Gruß, Timo

Aloa ,

mit Euch macht man schon was mit. Ich hab das Teil ab 200Khz begrenzt, weiter oben kommt sowieso keine Musik mehr.
Ab morgen kommt das 2. Paar Mosfet dazu und dann wird Gas gegeben > 2 x 41V Ub Last + Hilfs-U 2 x um die 65V. Wenn es knallt, kommen vorn A 872 und C 1775 hin.
Die Source-R sind auf 0.01R gesenkt, hier wird nix verschenkt und die Kompensation scheint zu genügen.
Der Strom um die I-Quelle oben steht mit LED2, LED3 und 1 x 4148 wie eine 1, absolut genau 30mA, egal wie warm der A 1142 wird.
Dem Spannungstreiber hab ich 0.9V über seinem Emitter R (30R) gegönnt. Somit arbeitet der MK zwischen 330R und 4.3K und lässt 4.5mA fließen, mehr scheint mir etwas "overdressed".
Achso, der Klirr, der ist irgendwie nicht mehr da, zumindest wackelt mein Philips irgendwo um 0.00 - 0.02% aber das glaub ich dem jetzt nicht mehr. Bei 333Hz und der 3. HD zeigt er überhaupt gar nix mehr an.

Glückwunsch!
Da kann ja der nächste Fasching kommen!
Wenn Du willst, können wir bei Gelegenheit bei mir (oder auch bei Dir) versuchen, durchzumessen, zumindest, was Klirr, IMD, SNR betrifft, den Frequenzgang begrenzt die Soundkarte auf etwas über 20kHz. Ab nächste Woche bin ich etwas flexibler.
Gruß, Timo

Ebenfalls Glückwunsch.
(Wenn man dann noch bedenkt, wie Du vor kurzem Angefangen hast. Schöne schnelle Entwicklung.)
Aber wo liegt er den jetzt bei -3dB. Wir wollen hier doch etwas Leistungssport machen, oder ?(Ich habe meine bei 1,5 MHz begrenzt.)

Das 0,01 Ohm reichen wäre schon interessant, da habe ich jetzt 0,15 drin und der Spannungsabfall ärgert mich auch etwas. Werde aber vorsichtig rangehen und mich erstmal auf 0,1 runtertasten.


Beim Reinlöten der zweiten FETs kommt auch ihre Kapazitäz hinzu, die die Treiber belastet. Hoffentlich geht alles gut.
Ich drücke Dir die Daumen.

(Tiki- Bandgap ist geistig abgespeichert. Gute Idee. [Der Wald und die Bäume.])

Danke, danke

aber gemach, an der GK muß noch ein bissel gefummelt werden. Ab 120Khz gibt es da eine kleine Phasenverschiebung, die nur in der Lissajoumethode sichtbar ist, warum auch immer. Die Phase schiebt sich ab 300Khz wieder in die Gerade.
Die eingezeichneten Werte mit 430R zu 6.2K waren nur der Ansatz 775mV zu 12V Ua. Das muß ich erstmal noch begutachten. Es könnte sein, daß die GK doch noch ein bissel weiter geöffnet werden oder an einer Stelle linearisiert werden muß.
Im Endeffekt sollen bei 1.44V Ue 28V Ua kommen und die sicher. Ob dann das Verhältnis 430R zu 8.8K funktioniert, weiß ich noch nicht. Für den kommenden GK-R sind zumindest mal 3 Widerstandsplätze vorgesehen.
Zur Bekämpfung der Verschiebung ist nun ein GK-C von den Emitterwiderständen (18p) , ein Zweiter vom Ausgang (1.8p) wirksam, das bringt etwas. Wenn der GK-C nur vom Ausgang kommt, ist der Sache nicht Herr zu werden.
Der 3dB Abfall beginnt so ab etwa 1Mhz. Das käme mit 20p und 6.2K für die GK auch hin.

Ein Problem könnte auch der nun erheblich größere Kühler sein. Nach Messungen liegt nun nämlich die Kapazität zwischen ihm und den einzelnen T bei 1nF!. Die AL-Scheiben sind noch nicht bestellt und 2 oder 3 Glimmer bringen zwar etwas aber nur auf 400p und irgendwann ist die Wärmeübertragung nicht mehr gegeben.

Achso, die Gatewiderstände wollen mit 10R nicht mehr funktionieren (Einschwinger), 47R sind nun dabei und wahrscheinlich gut getroffen.

Nuja, schnelle Entwicklung ist etwas übertrieben - mit Mosfets kannte ich mich wirklich nicht aus. Das ist aber nun ein bissel besser geworden. Alles andere hat länger gedauert, geht wohl jedem so.

viele Grüße - Henry

Sodala,

je 2 Mosfet sind nun parallel. Die Ua steigt bei 2 x 23VUb auf 15V~eff bei Klirr irgendwo unter meiner Messgrenze.
Aber:
Die Ansteuerung wird doch etwas problematisch. Dem MK mußte ich Zügel anlegen und seinen C auf 68p erhöhen. Mit 33p geht das nicht mehr. Die Gate-R liegen bei etwa 33R. Der MK selber ist gegen einen 2N2222A getauscht, der 2N2219 hat eine zu große Gehäusefläche. Dort wirkt schon der Finger in 1cm Abstand.
Der Kühler muß vermasst werden und die Glimmer müssen weg und gegen äußerst kapazitätsarme Teile ersetzt werden.
Ich bin mal gespannt, was die höhere Ub noch für Auswirkungen hat.

Legt man 5.6µF parallel zu 4R Last steigt der Strom auf über 5A ab 18Khz und die Ua muß auf 12V~eff gesenkt werden, um ein sauberes Signal zu erhalten. Bei 1.5µ steigt die Freqenz auf 38Khz, bis 5A fließen und das Signal versauen. Eine Ausgangsspule mit 0.2µ und parallelem R von 2.2R ist bei.

MK hat bei mir 56 pF; 6,8k Rc und 1k Re - Der hängt vom Eingangswiderstand der folgenden Stufe ab. Transi ist bei mir Miniplast. Stimmt, die Gegend da ist extrem kritisch. (Wie sich die Erfahrungen gleichen.)

Gate-R bei mir 22 oben unten 5 Ohm, allerdings mit den kapazitätsärmeren 530 9530 (auch zwei parallel)

Mit solche Riesen-C habe ich nicht getestet (Wieso machst Du das ?). Allerdings mit 200kHz Rechteck und einen schönen niederohmigen 11nF Impulskondensator aus der Zeilenendstufe einens Fernsehers direkt an den Ausgangsklemmen getestet. Wenn das damit nicht schwingt, reicht mir das, weil ich doch ein Fan von Monoenstufen und damit maximal 60 cm langen Lautsprecherkabel bin.
Spule mit Dämfungs-R hatte ich auch eine Weil drin, aber wieder rausgeschmissen, weil mir das den Rechteck und Dämfungsfaktor "verunschönt" hat und es nachher (Dafür in drei Büchern über Frequenzkompensation nachgelesen.) auch ohne ging.


Ich kenne, Deine Methode der Frequenzkompensation. Soll impulsverbessernd wirken. Hatte ich bei mir jetzt probiert, aber brachte nichts, eher Schwingen. Ist allerdings auch in einigen Punkten anders, meine Schaltung.
Früher allerdings schon mit guten Erfolg eingesetzt.

Gate-R bei mir 22 oben unten 5 Ohm, allerdings mit den kapazitätsärmeren 530 9530 (auch zwei parallel)

Wie sich doch die Erfahrungen gleichen, oben 33R unten 13R. Hatte ich nur noch nicht erwähnt, konnte ja sein, daß es unüblich ist.

1k Re

Das ist aber sehr hoch, wieviel Strömlinge schickst Du durch?

Transi ist bei mir Miniplast.

Welchen?

Mit solche Riesen-C habe ich nicht getestet (Wieso machst Du das ?).

Weil ich halt wissen will, wo die Grenzen sind. Da kommen noch ganz andere Sachen aber dazu später.

Miniplast bei mir zur Zeit BC 560 (aber ich habe Komplementäraufbau gemacht.)Wird sich doch irgendein Japanteil finden oder z.B. BC 639 mit 80 Volt?

Wieviel Strom schicke ich da durch? Weiß ich jetzt auf Anhieb garnicht. Auf alle Fälle ist die Millerkapazität (die ja zur Frequenzkompensation im Zusammenhang mit Rc benutzt wird - Hoffentlich habe ich das jetzt richtig verstanden ,sonst muß ich mir wieder was von gegentakt anhören) ja von der Verstärkung dieser Stufe abhängig und diese wiederum von der Parallelschaltung von Re und dem Eingangswiderstand der folgenden Stufe und da hat sich das bei mir so in der Praxis mit den 1k herauskristallisiert. Kann in einen andern Verstärker wieder völlig anders sein. Und wie gesagt einige kleine Unter schiede gibt es schon noch zu Deinen. Also nimm bei Dir das, was bei Dir passt und ist gut.

Hallo,
für die Vorstellung der Platine einmal Plan
und einmal Bild

Der Kühler ist ein SK 199, 50mm

Aus blanker Neugier/Lernwille: hast Du ein Foto von unten bzw. einen Leiterplattenausdruck ? Weil ich will mal sehen, wie Du gewisse Sachen gelöst hast. Sieht ganz anders aus als bei mir.
(Ich habe mehr quadratisch gebaut und die Sourcewiderstände liegen bei mir senkrecht vom Kühler weg.)

Klaro, stark verkleinert und mit GK C noch von den Treiber R`s, sowie 2219A mit Kühlstern. Die Bauteilbezeichnung könnt auch nicht mehr stimmen.
Du schaust durch die Platine hinduch.

Danke , aber auf was ich gehofft habe, kann ich nicht nehmen, weil meine Leiterplatte nur neben dem Kühlkörper ist und ich nicht drunter mit Leiterzügen gehen kann.

Ich stelle vielleicht mal Montag Fotos von den jetzigen (meinen) Leiterplatten rein. Ich packe mein Netzteil unter die Verstärkerplatine drunter und habe so ca. 6...8 cm Drähte von den Elkos zu den Drains.(Kupferfläche Netzteil zeigt zur Kupferfläche Endverstärker; "Bauch an Bauch") Deshalb kann ich mir die Abblockelkos auf der Verstärkerplatine für die Endstufenspannung sparen.

Brauchst Du die 0,05 Ohm wirklich ? Sprich, schon mal probiert, was passiert, wenn Du sie wegläßt ?

Halt doch mal vor und hinter den 0.05, hier 0.01 R je einen Tastkopf drauf - sieht anders aus. Allerdings steht meine Netzplatine daneben. Ich hab die Modulbauweise so gerne. , außerdem ist es doch nur ein Testaufbau. Der eigentliche Kühler wird der hier:

Einen etwas ungewöhlichen Kühler hab ich hier. Es ist ein Verbundstoff aus Metall und Luftblasen auf einer 3mm dicken CU Platte, in die die Löcher für die T gebohrt werden können. Wenn das Teil funktioniert, dann hätte man erheblich Platz gespart.
Dieser hier hat die Maße B 300mm x H 79mm x T 20mm und passt damit 1A in ein 19" 2HE Gehäuse. Es sollen hier 3 Lüfter in die Rückwand, um abzusaugen.








Zeig Deine Platine, interssiert mich ungemein.

Ich meinte die 0,05 in der Endstufenspeisespannungsleitung.
Meintest Du die auch ? Das das anders, davor und dahinter, aussieht, bezweifle ich nicht.
Irgendjemand schrieb hier im Hifi-Forum mal, das es Leute gibt die zig Elkos parallelschalten und sich die teuersten Elkos mit niedrigsten ESR kaufen, um sich anschließend mit so einen Widerstand in der Spannungsleitung diesen ESR wieder zu versauen. Und da ist doch ein klein bißchen was dran. Eins von beiden muß ja richtiger sein.
Ich tendiere da bisher zu niedrigen ESR. Weil ich würde diesen Widerstand ja noch verstehe,wenn da kein Elko mehr dahinter wäre, dann würde schaltungsmäßig was mit der Gate Drain Kapazität passieren, aber so wirkt die ja nicht mehr.

Bei dem Kühlkörper von Dir, sieht ja erst mal sehr interessant aus. ABER, wo bleibt da die Konvektion? Naja, vielleicht kompensiert die große Oberfläche diesen Effekt. Berichte dann mal, wie heiß er bei 100 Watt wird. Einen Versuch ist es wert.

Lese gerade Du baust ja Lüfter ein, also Zwangskonvektion. Dann könnte es klappen.

Ja hoppla! Drei Tage nicht geschaut und schon ist alles gelaufen ... *g*

Ein Problem könnte auch der nun erheblich größere Kühler sein. Nach Messungen liegt nun nämlich die Kapazität zwischen ihm und den einzelnen T bei 1nF!. Die AL-Scheiben sind noch nicht bestellt und 2 oder 3 Glimmer bringen zwar etwas aber nur auf 400p und irgendwann ist die Wärmeübertragung nicht mehr gegeben.

Da muß sich einer verschrieben haben ... einzelner T bei 1nF...?
Henry, Du willst doch nicht etwa die Mosfets kapazitätsarm gegen Masse befestigen??
(Ahm, vorausschickend: die Drains liegen wechselspannungsmäßig bereits an Masse ...)

Dem MK mußte ich Zügel anlegen und seinen C auf 68p erhöhen. Mit 33p geht das nicht mehr. Die Gate-R liegen bei etwa 33R. Der MK selber ist gegen einen 2N2222A getauscht, der 2N2219 hat eine zu große Gehäusefläche. Dort wirkt schon der Finger in 1cm Abstand.

Patschhändchen haben auch nichts in der laufenden Schaltung verloren, menschenskind! Oder sind sie im Schaltplan eingezeichnet? - nichts hamwa gesehen, also. Der MK ist doch kein zu zügelnder Gaul und er braucht nun mal seine Kühlung. Aber ... mit 68p ist er ja auf einmal übel ausgebremst, fast schon auf der Stelle trabend (die f-3dB der OL dürfte damit unter wenige 100 Hz gerutscht sein), die Schaltung würde mit mittelprächtigen Bipolarendtöpfen nun wohl nicht schlechter dastehen. Ich dachte so an die Hälfte der Platinengröße? ... Maximal! Sonst ist es echt für die Katz, das Konzept ein Mißverständnis. Man will ja gewiß kein Geschiß drum machen, aaaber: schöne Platte und sicher liegt der Klirrfaktor niedrig, denn die offene Schleifenverstärkung dürfte dafür vom Konzept her hoch genug sein, aber die mögliche hohe Bandbreite kann durch diesen induktiven Aufbau in keiner Weise erreicht werden, so wie das nötig wäre, um zusammen mit der hohen OL Intermodulationsverzerrungen der Regelschleife zu minimieren. Ich bin mal gespannt, ob das Teil gegen die Bipolarendstufe anstinken kann ... (!)
Tipp: Die zu kapazitiven Treiber mögen bei Bipolars eine gute Wahl sein, hier aber würden bereits zwei schnelle Videotransistoren (mit grob: je 300mA/400MHz/4W/150ß/20pF) eine notwendige Grenze markieren. Liegende Widerstände etc. benötigen zu viel Fläche, die (schon wieder?!?) gräßlichen Zementbunker brauchen nicht nur ungeheuer viel Platz, sie sind für eine solche Schaltung innerhalb der GK Gift, weil induktiv. Nicht umsonst sind gängige induktionsarme Bauformen für diesen Zweck schmal und hoch gebaut und mit radialen Anschlüssen versehen. Die dicke Spule sollte von der Platte runter oder an den Rand, sie verlängert nur den Weg zwischen Stromquelle und Treiber, obschon sie mit dem Geschehen in der GK nichts zu tun hat. Die ganze Transistorbatterie könnte viel enger zusammengezogen werden, das sonst gut aufgeteilten Layout würde ich nochmals versuchen gehörig zu stauchen, und vielleicht auch mal an passender Stelle öfters SMD's einsetzen. Falls zufällig noch ein paar kleine Ferritperlen zur Hand, dann die mal versuchsweise über die Gatewiderstände fädeln, gemäß der These, daß kein Tiefpaß so unzuverlässig ist, wie R,Gate + C,Fet ...

Ich tendiere da bisher zu niedrigen ESR. Weil ich würde diesen Widerstand ja noch verstehe,wenn da kein Elko mehr dahinter wäre (...)

Mensch Lothar! Think deep and don't swimm! *grin ...*
PS: simuliere gerade was, da können dann mal die Gegentakt-Gegentakttreiber mit rein - bis überneulich ...

grummel - bin ja schon an einer neuen dran.
Und , nein, die Zement-R sind nicht gewickelt sondern Blechbrücken (oder was das für ein Material ist) im Zement.

Blechbrücken ... - gut, besser, aber:
Eigenzitat: Nicht umsonst sind gängige induktionsarme Bauformen für diesen Zweck schmal und hoch gebaut und mit radialen Anschlüssen versehen.
Diese viereckigen, flachen Dinger mit schmalem (ca. 7.5mm) Raster, wie sie selbst im billigsten Japanamp zu sehen sind, verstengenst?! Reichelt hat sie und MPC-nochwas heißen die, glaub' ich mal, und die kosten echt nix! (ich nehm' nach wie vor Ausgeschlachtete ...)

#84 Edit: hier aber würden bereits zwei schnelle Videotransistoren (mit grob: je 300mA/400MHz/4W/150ß/20pF) eine notwendige Grenze markieren.
Gemeint ist: jeweils zwei oben und unten, also für jeden MOSFET einen

Hallo Henry,
da muß ich Erwin Recht geben. Kommste vorbei und holst Dir die 7 Stück 0,02Ohm MPC76, die ich noch habe, wenn es schnell gehen soll. Die Induktivität derer ist wegen der deutlich kleineren umbauten Fläche kleiner als bei den "Langen".
SMD: von 0805- und 0603-Krümeln hab ich eine Menge da und in den nächsten zwei Wochen bin ich meist zuhause - carpe diem!
Zusätzlich meine ich, daß es hilft, die Ein- und Ausgänge einseitig an der Platine zu haben, also kein Layout von "vorn nach hinten", die Endtransistoren mal ausgenommen. Die Ausgangsspule sollte natürlich nicht in die Vorstufen "reinleuchten" (Ringkern/geschirmte Spule?). Und immer schön wenig Fläche durch HF-belastete Leiterzüge einschließen. Das betrifft auch die in den "schnellen" Strompfaden liegenden Bauelemente.
Ich weiß schon, zweiseitig gefällt Dir nicht, hilft aber ungemein bei kritischen Layouts.
Waren die 44V nicht geregelt? Dann würde ich die jeweils 12Ohm in den Betriebsspannungen rausschmeißen - PSRR! C11/C12 näher an T10/T11, die Strippen sind etwas lang und dünn. C15/C16 sind wirkungslos, wenn sie nicht am Ort des Geschehens liegen, also noch näher ran an T10/T11!
Gruß, Timo

P.S.
Gemach, ich versteh schon, eins nach dem andern. Aus der Ferne meckert es sich aber so gut!

Meckerfritzen ,

wären denn die hier genehm,

http://de.farnell.co...&N=401&Ntk=gensearch

oder die,

http://de.farnell.co...&N=401&Ntk=gensearch
für unter die Platine ideal.

Oder lieber meine Brechstangenmethode aus der Isabellenhütte

Erwin, was hälst`n von den Burschen:

http://de.farnell.co...&N=401&Ntk=gensearch

http://de.farnell.co...&N=401&Ntk=gensearch

Weiß nur nicht, ob die nochmal kommen.

Gemeint ist: jeweils zwei oben und unten, also für jeden MOSFET einen

Ja wie nun, für jeden Mosfet einen wie gehabt?
Die C3599 / A1405 und A1540/C3955 gibt es nicht, zumindest bei Farnell. Bei HeHo muß ich erst nachsehen.

Timo,

Ich weiß schon, zweiseitig gefällt Dir nicht, hilft aber ungemein bei kritischen Layouts.

Da geht mir einer ab, die mach ich am liebsten. Allerdings muß es sich lohnen, wegen 3 Bahnen ist mir die Platine zu schade, die hat auch eine Seele.
Aber klar, das ist gut, Last unten NF oben.
So und jetzt komm ich mal Deine R`s anguggen.

Hey, auf keinen Fall R35/R36 rausschmeißen! Zusammen mit C11/C12 bilden die einen vorzüglichen, rauscharmen, garantiert niemals schwingenden, rein elektrischen 75Hz-Tiefpaß-"Entbrummer" - alles was unter 75 Hz wackelt, damit kommt die Schaltung PSRR-mäßig sowieso prächtig klar, auch ohne (aufwändige) Ub-Stabilisierung, schließlich regelt hier eine vorzügliche Stromquelle mit T3 den Differenzverstärker-Knoten. C11/12 eher 2200µF oder gar 4700µF, diese Dinger sind heutzutage ja nicht mehr groß Platz wegnehmend.
Für noch mehr Rauscharmut empfiehlt sich ein Stromquellenwiderstand plus zusätzlichem Siebglied und eine einfache, nichts desto trotz schnell und stabil regelnde "Fußpunktstabilisierung", z.B. so wie --> hier <-- (R11/C4 + Paralellregler V1/V2/V5/R5).
Und symmetrisch layouten - die Leiterbahn von C14 (im SchPlan: C13) zu den Drains von T13/T15 (SchPlan: T12/T14) ist elendigst lang, so geht das nicht!
Die Ausgangsspule würde ich dann einfach direkt an den Anschlußklemmen frei verdrahten.
Zwischen Ausgangs- und Eingangs-Masse stören dann noch eine ganze Menge Stromabflußkanäle den korrekten Massebezug (z.B. C11!), sehr günstig wäre hier eine doppelseitige Platine mit einer durchgehenden Massefläche, nur an diesen zwei Punkten verlötet (im obigen Schaltbild verdeutlicht durch die beiden verschiedenen Massesymbole "Masse" und "Masse 0")
u.s.w.

Ja wie nun, für jeden Mosfet einen wie gehabt?

Ja wie was gehabt? Hier sehe ich nur einen Treiber für zwei Mosfets ...

PS, übersehen:

... was hälst`n von den Burschen: http://de.farnell.co...&N=401&Ntk=gensearch http://de.farnell.co...&N=401&Ntk=gensearch

Da steht zwar "nicht mehr lieferbar, Produkt abgekündigt" und ich kenne sie nicht, was aber nichts heißt. Gute Erfahrung habe ich mit Toshiba's 2SK1530/2SJ201 gemacht, die halten offensichtlich mehr Strom aus, als im Datenblatt angegeben (kaum kapputtbar, normalerweise ... *g*)

So Erwin,

ich hab jetzt folgendes auf dem Reißbrett.
Die 4 Mosfet kommen direkt in die Mitte vom Kühler, der Ua Abfluß wird nach hinten unter dem Kühler weggezogen und die Spule kommt an den Platinenrand. Die Ub Zuführungen kommen direkt vor die Mosfet mit allen Block-C´s und R37/R38.
Bei Timo hab ich mir die Source-R geholt. Sind kleine schmale stehende mit RM 8.3 (blödes Maß).
Alle diese Leiterzüge sind unten.
Die Treiber stell ich rechts und links neben die Mosfet und nehm die Leiterzüge auf die Oberseite. Damit stehen zwar ihre Basen etwa 6cm auseinander aber da müssen sie durch. Das Problem könnte der Ruheströmling werden, der muß rechts neben den rechten Treiber.
Die Masse wird erheblich enger gezogen und öfters durchkontaktiert.
Na mal sehen, wird ein bissel dauern.
R35 und R36 bleiben auf jeden Fall.
Die T.Typen sind ein echtes Problem - Montag mal bei HeHo nachfragen.

Wichtig im Bereich der hohen Ströme sind zwei Dinge:

1. Die beiden Betriebsspannungskreise bilden mit parasitären Induktivitäten und Kapazitäten Schwingkreise, die von den Strömen der Leistungstransistoren als parallele Verbraucher angestoßen werden - je niedriger die Güte, desto geringer die Neigung zu Oszillationen. Also: realisiert werden müssen überdämpfte Tiefpässe, Voraussetzung dazu: niedrige Leiterbahn-Induktivitäten und hohe Tiefpaß-Elko-Kapazitäten = niederohmige Masseschlüsse über einen sehr großen Frequenzbereich = dicker, hochkapazitiver Elko (NF-Masseschluß) + 1 oder 2 Folien-C (HF-Masseschluß); eine sehr wichtige Rolle zur Entdämpfung der Schwingkreise spielen dabei die Entkoppelwiderstände als Serien-Widerstände der Tiefpässe

2. Alle HF- und sonstigen Störströme der Pufferkondensatoren müssen kurz = niedrig-induktiv auf einen Sammelpunkt = ZMP = Zentraler Massepunkt münden und in den Netzteilkreisen verlaufen und dürfen keinesfalls Störspannungs produzierend in die Bezugsmasse geraten; damit dies erfüllt werden kann, muss ein zweiter, ungestörter Bezugsmassenkreis zwischen Lautsprecheranschluß-Fußpunkt (Null, "Minus", "kalt", blaue oder schwarze Klemme), Eingangsmassenbezug und allen weiteren Bezugspunkten der GK hergestellt werden;

damit du dir eine Vorstellung davon machen kannst, habe ich ein wenig in deinem Schaltbild herumgemalt:

Hallo hier mal zwei Fotos (war heute früh als meine Familie noch schlief, mal schnell ein Stündchen auf Arbeit basteln)
Nutze den Tag !! Wie wahr !!
(Seit Ihr alle unverheiratet und ohne Kind/er, das Ihr soviel Zeit habt?)




Die bemängelten Widerstände sind auch drin.
Aber sonst hatte ich soviel Platz auf der Verstärkerplatine, das ich darauf die Schutz/Verzögerungs/Relaissteuerschaltung; +- 50 V Stabilisierung und +-15 Volt Stabi untergebracht habe. Und trotzdem ist da rechts noch ein häßliches Loch, für das mir nichts mehr eingefallen ist.
Der OPA 2604 sorgt für den symmetrischen Eingang.

Erwin, bei reichelt gibt es die induktionsarmen Widerstände leider nicht. Habe auch die vorhandenen Stinos (Stinknormalen) mal mit Kondis gebrückt, - mit meinen ach so bescheidenen Mitteln keine Verbesserung sichtbar.
Werde trotzdem mal mit anderen probieren, aber erst wieder bestellen...

Sehe gerade: zweiter Massekreis - Grins. Habe ich schon mal geschrieben (bei einen anderen Thema) das ich das so mache.
(Ich weiß: Wer hat's erfunden ? Die Schweizer ?...Ich jedenfalls nicht. )

Wenn man den Ruhestromfühler-T nach außen legt, hat man doch anderswo wieder lange Leitungen. Ob das was bringt ?

Da fällt mir gerade noch ein, bei meinen ersten Entwurf hatte ich aus induktions/Leiterlängen/Kapazitätsgründen die Leistungs-T's so eng zusammen, das sich die Glimmerscheiben überlappt hatten. Ist deshalb jetzt etwas weiter und montagefreundlicher.
Ich glaube, die Keramikscheiben sind kleiner, könnte ich ja dann wieder enger rücken. Es hört nie auf. Schönes Hobby.

Ah, also auch keine Angst vor kleinen SMD-Tierchen!
Sehr löblich, Lothar, sehr löblich ...
Relais im Lautsprecherkreis ...? (nun ja, das Thema ist durch *g*)

Du weißt doch, das Relais liegt bei mir in der Gegenkopplungsschleife drin. Deshalb das zweite (schwarze) Reedrelais, das für Gegenkopplung sorgt, wenn das LS-Relais nicht angezogen ist. Sonst hätte ich auch mehr Bauchschmerzen wegen des LS-Relais. So nicht.
(Und meine Lautsprecher waren mir einfach zu teuer, um ein Risiko für sie einzugehen.)

Ein Tipp für alle wegen der SMD-Teile:
Nicht abschrecken lassen. Bauform 1206 lötet sich mit einer vernünftigen Pinzette (so einen kreuzförmige, die mit Druck öffnet, ohne Druck das Bauelement hält; aus Edelstahl damit das Lötzinn nicht dran haften bleibt-auch wichtig) wirklich recht gut.

Weitere Vorteile sind:
(die weniger beachteten zuerst!)
weniger Bohrungen-spart Zeit beim Herstellen der Platine
man muß keine Anschlußdrähte mehr abkneifen- spart Zeit
elektrischer Vorteil-so ein SMD Widerstand hat keine gewendelte Widerstandsschicht und damit fast keine Induktivität; gleiches gilt für das Thema Koppelkapazität, wenn auch eingeschränkter, aber besser ist so ein SMD-Teil da auch.
Platzersparniss ist klar. Muß man wohl nicht besonders erwähnen. Schön und elegant ist es, wenn man unter große Teile auf der einene Seite z.B. Elkos/DIL-14 IC SMD Teile auf der anderen Seite drunter anordnet.
Und damit sich niemand wundert, ich verzichte bewußt auf SMDs, wenn ich mir dadurch Brücken erspare, d.h. ich benutze dann das konventionelle Teil als Brücke um drunter mehrere Leiterzüge durchführen zu können.

Ich weiß, ich weiß, das schwarze Relais ...

Trotzdem, Lothar: die GK ist IMO nicht dazu da, Kontaktgebrizzel auszumerzen!
Und wie du weißt, verlagert gegentakt (IMO schlauer Weise *g*) zwei Relais in die Betriebsspannungsabteilung und ersetzt sie zudem durch zwei billige, 1.000.000 mal schneller abschaltende MOS-BUZzer! Dafür bedankt sich der Lautsprecher! Ihm wird nicht ein Häärchen gekrümmt, falls der Amp mal DC spuckt ...

Klebst du die SMD's vorher fest oder heftest du sie erst einseitig mit dem Lötkolben an bzw. verzinnst du vorher die Kupferfläche?

Genau,
und wenn man den Fets sehr vertraut, kann man sie gleich als Sicherungsersatz verbraten.
Erwin, wärst Du so freundlich, jenen Schaltungsteil zu veröffentlichen, oder soll man etwa wieder selbst denken?
Übrigens wäre 1.000.000 mal schneller im Bereich von vielleicht 10ns und darunter - für BUZze? Aber diese Näherung kann man im Sinne der Prägnanz wohl gut gelten lassen.
SMD-Kleberei bei mir: 1. beide Lötflächen (Pads) flach verzinnen (möglichst keine Berge stehen lassen), 2. beide BE-Seiten reichlich verzinnen, 3. eine Seite festpappen (ggf. mehrere BE nacheinander), 4. andere Seite festpappen, 5. beide Seiten nachlöten(!).
Das vermeidet recht zuverlässig kalte Lötstellen, die ich schon von einigen professionellen Bestückern zurückbekam.
Flußmittel empfiehlt sich, wenn es schnell geht, Löttinktur, wenn man langsamer ist bzw. eine größere Anzahl Pins lötet, Löthonig.
Ich schwöre auf die alten Ostpinzetten. Die sind zwar nicht aus Edelstahl, aber ordentlich gehärtet, so daß sich die Spitzen nicht verbiegen (sondern gemeinerweise abbrechen). Bei dem Plunder von VOMM drehen sich die SMD-Teile beim Löten lustig zwischen den Pinzettenschenkeln.
"Richtige" Leiterplatten mit chemisch Zinn löten sich per Hand schlecht und gammeln (unbestückt) eher. Ich bin zu HAL zurückgekehrt.

Edit: versehentliche Dopplung.

Gut, 100ms für die klappernde Mechaelektrik, 100ns für die Solid State Elektronik:
100EE-9 * 1EE6 = 100ms - paßt.
Und nicht vergessen: BUZze rozzen keine Lichtbögen und verschleißen net!

Spaß beiseite: diese Schaltung existiert als handgemalter Plan (als die BUZze noch ohne Konkurrenz waren [Edit: und gegentakt noch keinen Rechner], lang, lang ist's her ...).
Sammelt mal für einen Scanner, dann sehen wir weiter.

Gibt das den auch keinen Einschaltplopp ? Weil irgendwie müssen sich doch nach dem Einschalten erstmal sämtliche Arbeitspunkte einstellen. Beim Ausschaltend dürfte es bei dir keinen Plopp geben, leuchtet ein.
Abgebrutzelt ist mir noch kein Relais, auch keine Kontaktprobleme, jedenfalls nicht im normalen Betrieb. Einen Bekannten von mir ist das mal beim Testen passiert, weil durch Kurzschluß, seine Spannungen so komisch abgesackt sind, das die Abschaltung nicht so richtig funktioniert hat. Sah "gut" aus das Relais.
Naja und die Schnelligkeit der Abschaltung, okay bist Du klar überlegen, aber den 10...20ms Puls dürften die Lautsprecher noch ohne Probleme überleben.
Wenn Du die Schaltung dann mal reinstellst Erwin, lasse ich mich vielleicht doch bekehren. Hängt auch vom Aufwand ab.
Wobei, das schönste wäre, wenn man über die Emitter/Sourcewiderstände einen Optkoppler (wie beim Gigant 2000) drüber hängt und dadrüber auswertet.

Ansosnsten verzinne ich erst einseitig und löte die SMD dann einseitig fest. Das bei mehreren SMDs und dann erst die zweite Seite.


Hier (Berlin)regnets schon wieder. Man könnte langsam glatt depressive Zustände kriegen. Was für ein "Sommer" !

Hier (Berlin)regnets schon wieder.
Ich seh's ... (als Gast in Alt Moabit)
Trösterchen:
http://www.meteomedia.ch/de/index_de.html

Im Moment hat's aufgehört zu pissen, ich gehe jetzt mal um die Ecke in den Englischen Garten - Gratis-Sommerkonzert, mehr oder weniger jazzig und Südamerikanisch soll's werden, genau das Richtige ...
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Einschaltplopp? Wo denkst du hin.
Die BUZze fahren die Versorgung gaaanz langsam hoch, ohne irgendwelche Geräusche.
Musik kommt während dieser Zeit nicht an die Maschine, da sich ein (gekapseltes Schutzgas-) Reedrelais am Eingang querstellt. Wohlgemerkt: den Eingang hinter dem Eingangsfilter auf Masse schaltet, also nicht im Signalweg liegend. So lasse ich mir dann ein Relais gefallen, wenn es quasi nichts musikalisches zu schalten hat und auch nichts mit der eigentlichen Überlastschutzfunktion zu tun hat. Nebenbei: während des Hochfahrens wird der Hauptverbraucher - der Ruhestrom der Endstufe - per Optokoppler erst auf Null gehalten, anschließend sanft eingeschaltet. Der Optokoppler übernimmt dann in (aufwändigeren Schaltungen) einen aktiven Part in der "echten" Ruhestromregelung, echt deshalb, weil der I,R an den Siebwiderständen in der Stromzuführung integriert- und eben eine tatsächliche Regelung per Sollwert-Istwert-Vergleich in einer elektrischer Rückkopplung stattfindet. I,R steht damit immer perfekt auf dem Sollwert (das war nötig geworden, nachdem I,R in einem Stromverstärkerexot einfach nicht per "Ruheströmling" festzuhalten war). Wie du siehst, übernimmt ein Bauteil immer mehrere Funktionen, "wenig tut mehr" muß einfach sein ...