Audiophiler Class-D Verstärker

Ist immerhin eine Idee, über die man mal reden kann. Wengleich man sie erst beim zweiten Hingucken erkennt, zunächst dachte ich mal: „nee, det kann doch jetz nich dein Ernst sein“. Beobachter hatte, zumindest am Anfang, schon einen gewöhnungsbedürftigen Zeichenstiel, aber so eine Hand voll Bauelemente derart unübersichtlich zu vermischen ist auch eine Leistung.

Jetzt aber zur Plattmache:
Dein C2||C4 verschiebt das ganze Betriebsspannungsbrummen und –Schwanken 2:1 direkt auf den Integratoreingang. Deine Betriebsspannungskompensation ist im Ar... , und schlimmer noch, schlimmer noch, du kriegst das Brummen postwendend an den Ausgang zurück. Was Beobachter sich durch schlechte Masseführung eingehandelt hat, baust du regelrecht als Prinzip in deine Schaltung ein.
Aber du wirst mich jetzt fassungslos und begriffsstutzig angucken, wenn du könntest. Ich erklähr’s dir mal so:
Nehmen wir 0V am Eingang an. Ub=50V. Die Schaltung schwingt symmetrisch, also läd sich C2 auf 25V auf. Dein Integrator sieht an seinem R3 eine Schaltspannung, die zwischen + und – 25 V schaltet, stimmt erst mal.
Jetzt springt Ub auf 60V (macht sie natürlich nicht, aber dass ist ja ein Erklährungsmodell).
Dein Integrator sollte jetzt +/- 30V Schaltspannung sehen. Auf die würde der Integrator mit steileren Kurven reagieren, und der Komparator mit höheren Schaltschwellen, Keiner merkt davon was. Beim Hysteresewandler währe einfach die Frequenz jetzt ein stück höher, auch kein Problem.
Statt dessen sieht er aber +35/-15V, (du hast ja C2 richtig groß gemacht, damit er sich bei Aussteuerung mit niederfrequenter NF nicht durch die der PWM umläd). Jetzt glaubt er, es ist ein Signal vom Eingang, und fängt heftig an, gegenzuregeln. Schnallst du’s?

Noch nicht klar? Also, stell dir deine Schaltung wie ein Analogverstärker als Halbbrücke mit einer Betriebsspannung vor. Der hat einen dicken Elko am Ausgang, der genau die Funktion hat, wie dein C2, also C2 muss auch so groß sein wie dort, weil er den ganzen NF-Strom für den Lautsprecher übertragen muss (ist wie beim Trafo, was wir schon mal hatten). Jetzt wird so’n Analogamp natürlich gegengekoppelt. Das kann man aber auch nicht von hinterm Elko auf eine Stelle bringen, wo Ua mit irgend was auf GND-Niveau verglichen wird. Vielmehr arbeitet da die ganze gegengekoppelte Schaltung zwischen Ub und GND, und das Signal wird vom GND-Bezug aus irgend wo per gesteuerter Stromquelle (nimmt man aus gleichem Grund auch keinen Kondensator für) auf das Ub/2 Niveau geshiftet (nimmt man aus gleichem Grund auch kein C für). Guck dir solche Schaltung mal an (gibt’s natürlich auch die verschiedensten Tricks und Erfindungen bei, aber deine gehört nicht dazu).

Reedkontakt in der HF-Drossel:
Der klappert im Takt der Drums. Die sind ziemlich schnell, reagiern bestimmt auch noch auf Saxofon. Auf den dicksten 400kHz-Strom werden sie dagegen kaum reagieren, weil sie eigentlich Gleichstrom wollen. es sei denn, er ist unsymmetrisch (Drum). Und auf Ringkerne schon gar nicht.

Aber bei ein paar Windungen in der Betriebsspannungszuleitung kann ich mir das gut vorstellen. Ist gleich eine Störschutzmaßnahme.

Schöne Pfingstgrüße
Tillg

@ Ampericher:

Wenn schöne schnelle Endstufen-IC’s in die Sättigung kommen, kommen sie da auch so schnell nicht wieder raus. Die sind für das dazwischen ausgelegt, keine Leistungskomparatoren. Und Steuerung bis Anschlag verlangt das Prinzip.
Aber wenn du doch einen findest, natürlich.

Frohe Pfingsten
Tillg

@Tillg: Du hast in deinem ersten Absatz sehr schön beschrieben, wie "mein" Sodfa das Brummen der Betriebsspannung ausregelt. Genauso soll es sein! Sobald sich die Betriebsspannung erhöht, regelt der Sodfa gegenan. Ist doch toll!

Deinen zweiten und dritten Absatz hab ich gar nicht verstanden.

Hier die Version mit Speaker-Relais und Reed-Kontakt. Die Übersteuerung (der SODFA darf ja nicht zu weit gefahren werden) muß einfach durch entsprechende Wahl des Eingangssignals vermieden werden.

http://www.die-webto...677dde907ba4f9f8.jpg

Nachtrag: die Schaltung hat noch ne Macke - C2 wird nur sehr langsam aufgeladen. Fehlt also noch ein Widerstand vom rechten Spulenende nach Masse. Naja....

@Rumgucker

Erst einmal Herzlichen Glückwunsch. Ich sage das nicht, weil deine Schaltung so schon funktionieren könnte, sondern weil sie zumindest eine sehr gute Idee enthält.

Über die Rückkopplung hat sich Tillg schon ausgelassen und ich möchte das vorerst nicht weiter kommentieren.

Mir geht es um die Schaltstufe, die ich sogar mal eben praktisch aufgebaut habe. Wie von dir gezeichnet, funktioniert sie etwa bis 10kHz, darüber schaltet der obere MOSFET ( IRF540 im praktischen Versuch ) nicht mehr schnell genug ein. Man kann R5 niederohmiger machen ( 3k3 auf 1k0 im Versuch ), was die Einschaltgeschwindigkeit etwas erhöht, er müßte für eine ausreichende Schaltgeschwindigkeit aber unpraktikabel niederohmig sein. Das Problem ist folgendes: Wenn T1 leitet, zieht er R6 gegen Masse und C3 entlädt sich sehr schnell über R6, der ja sehr niederohmig sein muß, damit wiederum T2 schnell genug aufgesteuert werden kann. Man könnte jetzt R5 und die ZD weglassen und C3 über eine schnelle Diode von +12V über GND aufladen. Das darf aber erst in dem Augenblick passieren, wenn T1 schon wieder sperrt. Sonst fließt bei R6=10R über eine ganze Halbperiode ein Strom von fast 1.2A von +12V über T1 nach GND. Es bedarf also in jedem Fall einer zweiten komplementären Treiberstufe zur Einschaltung von T2. Insgesamt kann man sich dann natürlich fragen, wo hier der Vorteil sein soll, gegenüber einer Schaltstufe mit integriertem Halbbrücken-Treiber. Es gibt auch keinen. Aber immerhin ist diese Schaltstufe eine Alternative!

@Beobachter: irgendwas mußt du falsch gemacht haben.

Wenn wir die Welt vom Source des oberen MOS aus betrachten, so pendelt die Spannung am Gate zwischen -1V und der mittleren Ladespannung des Bootstrap-Kondensators, zum Beispiel 9V. Der Kondensator wird also im Mittel mit (5V / R6) entladen. Und im Mittel mit (25V / R5) aufgeladen.

I_Cin sollte etwas größer I_Cout sein: (25V / R5) >= (5V / R6), damit die Z-Diode Wirkung zeigt.

Wenn die Schaltung nach Masse zieht, so fließt I_Cout = 10V / R6. Dem steht I_Cin = 50V / R5 entgegen. Da entlädt sich nichts, wenn das Verhältnis der Widerstände stimmt.

Genug Speed an 50V erreichst Du bei R5 = 470R und R6=100R.

@Rumgucker

Bevor ich dir etwas Ungenaues sage, habe ich deine vorgeschlagene Dimensionierung für R5 und R6 mal eben getestet. Mit viel gutem Willen reicht das jetzt für 80kHz.

Genau das meinte ich mit unpraktikablen Werten für R5:

Bei R5=470R und R6=100R verbrät R5 bereits 40Vhoch2/470R/2 = 1.7Watt! Dabei ist R6 aber für ein schnelles Umladen der Gate-Kapazität von T2 immer noch viel zu hochohmig.

Für 400kHz darf R6 allerhöchstens 22R betragen ( normalerweise 10R ). Dann müßte R5 auf 100R verringert werden, womit er dann sage und schreibe 8 ganze Watt in Wärme verpulvert. Das ist für einen ( kleinen ) PWM-Verstärker nicht mehr akzeptabel.

Ich hatte ja angekündigt, dass ich noch meine Erkenntnisse aus einigen weiteren Simulationen mitteilen will. Der erste Teil, auf den ich mich manchmal beziehe, steht in #1101.
Zuerst habe ich festgestellt, der LT1818 ist zum Komparator nicht zu gebrauchen, weil er sich viel zu lange in der Sättigung ausruht. Das sieht nämlich am Komparatoreingang so aus:

Im Nulldurchgang:


Bild 1

Bei maximaler Aussteuerung:


Bild 2

Er schaltet also keineswegs bei 0, sondern hat eine Differenz zwischen den Schaltschwellen von 2,4V bei maximaler Aussteuerung durch die NF und sogar 4,2V im Nulldurchgang derselben.

Also hab ich mir einen meuen Schaltkreis ausgesucht, den LT1395.

Im Nulldurchgang:


Bild 3

Da gibt’s nur noch ca. 20mV Abweichung, und zwar immer.

Und als mir plötzlich klar wurde, dass es doch einen Unterschied zwischen einer Schaltstufe und einem Widerstand gibt, nämlich die Verzögerungszeit, hab ich den LT1818, der ja so schön langsam ist (500MHz), als Schaltstufe missbraucht. Als Spannungsfolger. Zuerst hab ich ihm noch Verstärkung von 2 spendiert, um ihn auch garantiert in die Begrenzung zu treiben, aber das hat beim ersten Simuversuch meinen Laptop ausgehebelt. Er hat nach 200 bis 400µs (Simulation natürlich) nur noch Blödsinn gerechnet. Das hatte ich schon mal, beim Versuch, Transistoren einzubauen. Das beste was er mal dabei gemacht hat, war, einen Spannungsanstieg von 25V anzuzeigen, und zwar in 11fs (ja, femto, das soll mal einer praktisch nachmachen).

Also sieht meine Schaltung inzwischen so aus:


Bild 4

Und wenn man das laufen lässt, sieht das so aus (hier beim Sodfa, ist beim Hysteresewandler kaum anders)

Nulldurchgang:


Bild 5

f=620kHz, Verzögerungszeit der Schaltstufe: 95ns.

Und bei Aussteuerung:


Bild 6

f=265kHz

Und jetzt zeigt sich auch, was ich prophezeit habe, der Unterschied zwischen SODFA und Hysteresewandler, weil die Komparatorschwelle, und damit der Abbruch der Integration durch die Ausgangsspannung verändert werden: Die Integratorspannung schwankt mit dem Signal, was mir das letzte mal mit dem 1818 nicht zu demonstrieren gelungen ist:


Bild 7

Und beim Hysteresewandler feste Schaltschwellen, also völlig glatte Linie in der Hüllkurve:


Bild 8

Na ja, war wohl doch nicht so glatt. So ist das eben mit der Theorie. Ohne den 1818 als Schaltstufe dahinter sieht es etwas glatter aus, obwohl der Komparator selbst dadurch belastet wird:


Bild 9

Man sieht in Bild 5 und 6 sehr schön, dass der Komparator zwar ziemlich exakt im Nulldurchgang schaltet, die Integration sich aber dennoch ersts päter umkehrt, nach der Verzögerungszeit der Schaltstufe. Da erhebt sich die Frage, ob der Komparator wirklich so präzise schalten muss. Zumal sich folgender Effekt einstellt:
Mit dem LT1395 sinkt die Frequenz bei der hier gewählten Maximalaussteuerung von 2Vs gegenüber der bei Nulldurchgang auf 38% bei SODFA und Hysteresewandler. Mit dem LT1818, bei dem mit der Aussteuerung die Differenz zwischen den Verschiebungen der Schwellspannung gegenüber 0 sinkt (siehe Bild 1 und 2), beträgt der Frequenzabfall nur etwa 62%. Damit ließe sich der Verstärker höher aussteuern bzw. arbeitet bei gleicher Aussteuerung günstiger für den Ausgangsfilter. Wenn dadurch das SODFA-Prinzip nicht beeinträchtigt wird, und die Bauelementestreuung es zulässt, könnte man diesen Effekt des „schlechteren“ Komparators eventuell sogar nutzen. Oder man kann überlegen, wie man diesen Effekt künstlich hervorrufen kann.


Jetzt noch die „Messung” des Ausgangswiderstands nach meiner Methode: Stromeinspeisung in den Ausgang, sinus, 10mAss.

Da kann man nun machen, was man will, am Ausgang gibt es immer eine Welligkeit in der eingespeisten Frequenz von ca. 120 mVss. Der ist natürlich dem nach dem Filter verbleibenden Rest der Schaltspannung überlagert.
Das hatte ich auch beim letzten mal mit nur dem 1818 als Komparator ohne zusätzlicher Schaltstufe, wenn man bei der jetzigen Schaltung die Schaltstufe weglässt ist es das Gleiche, und das bei Hysteresewandler und SODFA. Niemals ist ein wirklicher Unterschied zu erkennen. Selbst als ich den R2 auf 20 Ohm verringert habe, die 120mV blieben.
Aber etwas anderes habe ich irgendwann bemerkt: Die Welligkeit am Ausgang ist nicht Phasengleich zum eingespeisten Störstrom! Sie eilt diesem um 90° vor. Und diesen Zustand erreicht sie immer spätestens 20µs nach dem Einschalten, auch da machen SODFA und Hysteresewandler keinen Unterschied:


Bild 10

Vref hab ich mittels Spannungsteiler aus Vin abgeleitet.

Wenn es sich hier um einen komplexen Ausgangswiderstand handelt, dann müsste der Phasenwinkel aber frequenzabhängig sein. Also probiere ich mal andere Frequenzen für die Stromeinspeisung.

3,33kHz:


Bild 11

10kHz:


Bild 12

Die Amplitude der Störspannung am Ausgang wird deutlich größer, der Phasenwinkel bleibt gleich. Am Ausgang finden wir also das differenzierte Störsignal wieder.
Das ist zwar interessant, gibt aber keinen Aufschluss über einen Unterschied zwischen Hysteresewandler und Sodfa, weil beide gleich reagieren. Eine Einspeisung von Gleichstrom in den Ausgang hat LTspice mir quasi verweigert. Der PWM schwingt dabei einfach nicht an.

Jetzt habe ich die Schaltung noch einmal umgestellt, und speise den Störstrom in den Schaltstufenausgang swi ein:


Bild 13

Beim Hysteresewandler sinkt dadurch die Frequenz von 557 auf 390kHz, da die Ausgangsspannung der Schaltstufe sinkt. Deshalb hab ich C1 von 220p auf 150p verringert, ergibt 558kHz. Und so sieht es am Ausgang aus mit 10kHz-Einspeisungaus,

Hysteresewandler:


Bild 14

Beim SODFA liegt die Schaltfrequenz (wieder mit 220pF) bei 620kHz und ändert sich bei der Stromeinspeisung in die Schaltstufe nur auf 594kHz.

SODFA:


Bild 15

Hier wird schließlich ein deutlicher Unterschied sichtbar. Beim
Hysteresewandler sieht die Form der Hüllkurve, also des Störspannungsanteils am Ausgang recht eigenartig aus. Soweit man eine Periodizität erkennt, liegt diese in etwa invers zum eingespeisten Störstrom.
Beim SODFA ist wieder eine klare Sinusform zu erkennen, die Amplitude ist höher und der Phasenwinkel zum Störstrom beträgt wieder 90°.

Bei 1kHz Störstrom sieht die Sache so aus.

Hysteresewandler:


Bild 16

SODFA:


Bild 17

Hier ist der Unterschied nicht mehr so deutlich, jedenfalls in dieser Verkleinerung.

Erklären kann ich die Kurven jedenfalls nicht. Vor allem nicht, woher die Phasenverschiebung bzw. Differentation kommt. Die relevanten Signale im SODFA, Schwingung der Integratspannung mit der Störfrequenz, der Schaltspannung und der Pulsweite infolge der Ausregelung des Störstroms erfolgen alle phasengleich bzw. invers zum Störsignal:


Bild 18

Ich kann also nicht behaupten, dass ich bisher mittels Simulationen irgend einen konkreten Grund für die Überlegenheit eines SODFA’s gefunden hätte. Ich habe aber zu mindest geringfügige Unterschiede im Verhalten der beiden untersuchten Schaltungen festgestellt.
Damit kann man nicht mehr behaupten, dass es völlig gleichgültig sei, von welcher Stelle der Schaltung man mitkoppelt, und es deshalb auch keine Auswirkung auf den Klang des Verstärkers geben könne.


Frohe Pfingsten

Rumgucker schrieb:

@Tillg: Du hast in deinem ersten Absatz sehr schön beschrieben, wie "mein" Sodfa das Brummen der Betriebsspannung ausregelt. Genauso soll es sein! Sobald sich die Betriebsspannung erhöht, regelt der Sodfa gegenan. Ist doch toll!

Dieses Ausregeln könnte tatsächlich auch funktionieren. Dann regelt es die Spannung deines C2 auf Ub/2. Und das macht es mit Strom in den Kondensator, damit sich dessen Spannung mit dem Brummen entsprechend ändert. Und wo anders soll dieser NF-Ladestrom hinfließen, als über den Lautsprecher? Ist doch toll!
Im Prinzip ist es der gleiche Unsinn, den du mit der Rückführung uber Kondensator schon mal probiert hast.

Und wer lädt eigentlich deinen C2, solange dein Relais geöffnet ist, R1 und R3?
Was aber voraussetzt, dass deine Relaiseschaltung überhaupt funktioniert. Dein Readkontakt ist beim ersten Schließen sowieso zusammengeklebt.
Und was Beobachter zur Dimensionierung von R5 und R6 sagt, sehe ich ganz genau so. Ich wollte bloß erst mal mit dem Auffälligsten anfangen. Was glaubst du, warum die MOS-Treiber-IC’s so 2 bis 3 Ampere treiben können?

Tillg

@Tillg und @Beobachter:
zur Schaltstufe werde ich nochmal nachgrübeln.

Nicht aber zur Rückführung der Sodfa-Spannung nach einem Koppelkondensator (in diesem Fall: Ausgangskondensator). Das hab ich erfolgreich simuliert (und wird deswegen vermutlich auch funktionieren).

Aber jetzt schau ich mir erstmal an, ob ich "meine" Schaltstufe noch nachbessern kann oder sie fallen lassen muß.

So sollte die Dimensionierung kein Prob mehr sein:



Sorgen bereitet mir noch der low-side-MOS mit seinem Komparator.

Tillg schrieb:

Dieses Ausregeln könnte tatsächlich auch funktionieren. Dann regelt es die Spannung deines C2 auf Ub/2.

Nein. Nach dem Einschwingen versucht der SODFA zwar grundsätzlich ein 1:1 Taktverhältnis zu erreichen. Aber dieses variiert er, so daß am Ausgang (also nach dem Koppelkondensator) im Mittel 0V anliegen!


Tillg schrieb:

Und das macht es mit Strom in den Kondensator, damit sich dessen Spannung mit dem Brummen entsprechend ändert. Und wo anders soll dieser NF-Ladestrom hinfließen, als über den Lautsprecher? Ist doch toll! Im Prinzip ist es der gleiche Unsinn, den du mit der Rückführung uber Kondensator schon mal probiert hast.

Ich hatte per Simulation gezeigt, daß ein Koppelkondensator kein Problem und erst recht kein Unsinn ist.

Tillg schrieb:

Und wer lädt eigentlich deinen C2, solange dein Relais geöffnet ist, R1 und R3?

Ich hatte im vorletzten Beitrag gesagt, daß da noch ein Widerstand fehlt, weil so der Kondensator zu langsam lädt.


Tillg schrieb:

Was aber voraussetzt, dass deine Relaiseschaltung überhaupt funktioniert. Dein Readkontakt ist beim ersten Schließen sowieso zusammengeklebt.

Soll eh nur im Kurzschlußfall ansprechen.

Tillg schrieb:

Und was Beobachter zur Dimensionierung von R5 und R6 sagt, sehe ich ganz genau so. Ich wollte bloß erst mal mit dem Auffälligsten anfangen. Was glaubst du, warum die MOS-Treiber-IC’s so 2 bis 3 Ampere treiben können?

Phantasieloses "Geblabla"... wozu sind wir phantasiebegabte Entwickler? Die aktuelle Schaltung ist problemloser zu dimensionieren.

ABER:

ich sehe noch ein Problem im low-side-Schalter! Gibt es Komparatoren, die die 1nF-MOS-Eingangskapazität direkt treiben können?

@Rumgucker

Dein Schaltplan-"Geknüddel" nimmt ja nun wirklich langsam Ausmaße an, dass man sie sich nicht mehr anschauen möchte.

Ohne das ganze konsequent umzuzeichnen, blickt man nicht durch. Wenn ich mir schon die Mühe mache, deine Schaltstufe nicht nur zu simulieren, sondern sogar jeweils praktisch nachzuvollziehen, könntest Du sie wenigstens verständlich zeichnen.

@Tillg

Deine Idee, einen current-feedback-OP für den Komparator einzusetzen, hat mich dazu inspiriert, mal bei Linear Technology nachzusehen, was in dieser Richtung noch angeboten wird.

Sehr interessante Möglichkeiten bietet der LT1210!

Sowohl als alternativer MOSFET-Treiber für einen vollsymmetrischen Leistungs-SODFA mit z.B. IRF540/IRF9540, als auch als stand-alone-Kleinleistungs-Endstufe für eine mehr ernstgemeinte Version des "Lowther_Amp".

So ähnlich ging es mir bei Deinen anfänglichen "Fingerübungs"-Schaltplänen: ideenloses IC-Eingesetze. Den Schock bekam ich bei Tillgs Strombegrenzung, bei der er zig Bauteile versenkte.

Mittlerweile hast zumindest Du dich wesentlich gebessert. Deine jüngeren Entwürfe verlassen zwar die Sicherheit des Albewährten, entfalten aber im Gegenzug den Charme Deiner fraglos vorhandenen Innovationsfähigkeit.

Wenns um Innovationen geht, fühle ich mich persönlich angesprochen und motiviert. Ich sehe meine Stärken in der Fähigkeit, Prinzipien herauszuschälen und in der Querdenkerei.

Wenn Ihr zwei diese Beteiligung nicht wünscht (und ich habe das extrem starke Gefühl, daß Euch eine ernsthafte Suche nach neuen Ansätzen eher lästig ist), so werde ich mich natürlich ebenso zurückziehen müssen, wie alle sonstigen Ehemals-Mitmacher dies schon zuvor getan haben.

Dann würde ich aber vorschlagen, daß Ihr nicht länger heuchelt, daß Ihr Kritik von Leuten wie Hektiker, Gegentakt, Timo (und wie sie alle heißen) wünscht. Es wäre ehrlicher, wenn Ihr sagt, daß hier doch besser nur Bewunderer wie zum Beispiel Ampericher mitmachen sollen.

In einer Tour (und teilweise unqualifiziert, von oben herab und von der Wortwahl äußerst "leger") möchte ich mich hier nicht anmachen lassen.

Im Übrigen habe ich nur Tillg einmal um Simulation "meiner" Koppelkondensator-Geschichte gebeten. Seine sonderbaren Schwierigkeiten haben wir dann ja gelesen. Ich hatte mit nem 300 MHz PC und ner uralten Spice-Version (1990?) in wenigen Sekunden erfolgreich durchsimuliert.

Darüberhinaus hab ich hier keinen um irgendwas gebeten, weder um Simulationen noch um praktische Nachvollziehung. Ich verstand meine Beiträge und Schaltbilder als Diskussionsgrundlage um mal die hier vorherrschende Beobachter/Tillg/Ampericher-Monokultur aufzuweichen.

Ich werde weder meine Schaltbild-Querdenkerei noch sonstwas an mir an Eure Monokultur anpassen. Ich empfinde Derartiges als glatte Maßregelung.

Überlegt Euch Eure Antwort gut... ich bin gerade dabei, meine Zelte hier abzubauen. Aber ich bau extra langsam ab, damit man mich noch zurückhalten kann...

@Rumgucker

Der zusätzliche Bipolartransistor bringt ( in der Praxis )gar nichts. R6 ( vorher war das R5! ) muß immer noch viel zu viel Leistung verbraten, damit der obere MOSFET auf Geschwindigkeit kommt.

Du mußt dir eine Möglichkeit überlegen, dass der Bootstrap-Kondensator beim Einschalten des unteren MOSFET nicht dauernd entladen wird. Das kostet viel zu viel Energie.

@Rumgucker

Deine letzte Antwort hat sich mit meiner überschnitten.

Stell bloß dein Zelt wieder auf!

Wenn ich die Innovationskraft deiner Überlegungen nicht längst erkannt hätte, würde ich wohl kaum deine Schaltstufe praktisch testen, auch wenn Du mich nicht darum gebeten hast.

Mal deine Pläne, wie es dir beliebt, wenn ich sie nicht gleich verstehe, werde ich sie schon für mich umzeichnen.

Jeder hat eine andere Vorstellung von "Übersichtlichkeit" - meine ist sicher auch gewöhnungsbedürftig.

@Beobachter:

es fließen jetzt fast nur noch kapazitive Umladeströme!

T1 schaltet den C2 zum MOS-Eingangs-C (1 nF) parallel. Dabei entlädt sich C2 (mehrere uF) nicht.

R5 kann zum Beispiel 4k groß sein, damit ein Ampere Stoßstrom durch T1 fließen (bei 10V Ladespannung an C2) kann.

Bei R5=4k fließt aus C2 ein mittlerer Entladestrom von 1,25mA. Diesem muß ein etwas größerer Ladestrom entgegengesetzt werden. R6 kann über 10k groß sein.

@ Rumgucker:

Ich weiß nicht genau was du willst. Du willst nicht „gönnerhaft“ behandelt werden, nicht plattgemacht werden, sagst wieder, dass du dich nicht plattmachen lässt ........
Bist du nun an unserer Meinung interessiert, oder nicht? Wenn nicht, dann musst du wirklich gehen. Wenn doch, dann halte sie auch aus!

Ich gewinne immer mehr den Eindruck, du interessierst dich überhaupt nicht dafür, was wir hier uns abmühen dir zu erklären. Überfliegst es gerade mal mit einem halben Auge und denkst, ihr seid alle Delletanten, und ich weiß es sowieso besser. Wozu aber stellst du deine Schaltungen hier ein, wenn du auf unsere Meinung dazu gar keinen Wert legst?
An Ideen mangelt es die tatsächlich nicht. Jetzt müsstest du noch versuchen, etwas kritischer gegen dich selbst zu sein, auch dich selbst ein mal in Zweifel zu ziehen.

Ich setze mich mit deinen Ideen, die du zweifellos hast, sehr ernsthaft auseinander. Dabei habe ich die gleichen Schwierigkeiten wie sie Beobachter geschildert hat.

Rumgucker schrieb:

Im konventionellen SODFA-Design war die Einschaltung durch die off-Zeit verzögert. Nach deren Ablauf und Ablauf der Schaltzeiten schaltet auch da der MOS verzögert hinzu. Ich seh keinen Unterschied...

Du siehst eben prinzipiell die Unterschiede nicht. Das mit der Totzeit jedenfalls hast du immer noch nicht begriffen, liegt vielleicht auch am unglücklich gewählten Begriff. Eine off-Zeit allerdings gibt es im „konventionellen Sodfa“ (was immer das sein mag) nicht.
Ich wärm das Thema aber jetzt nicht noch mal auf.

Für die komplizierten und komplexem Vorgänge im SODFA hab ich mich mal bemüht, eine Simulation zu benutzen, schon weil andere hier so darauf stehen. Sie hat mir aber auch nicht wirklich neue Erkenntnisse gebracht, das Schwanken der Integratorspannung mit der NF beim SODFA habe ich schon in dreihundertnochwas vorausgesagt.

Für deine Schaltung brauche ich keine Simulation, das sehe ich auch so auf Anhieb, dass das Murks ist. Hab es aber ausführlich genug erklärt. Und wenn deine Simu etwas anderes sagt, dann taugt sie nichts, oder, was ich eher glaube, du hast sie falsch gefüttert.

Rumgucker schrieb:

So sollte die Dimensionierung kein Prob mehr sein:

Ja wie hast du denn simuliert, wenn du noch gar nix dimensioniert hast?

Deine Bootstrap-Schaltung ist jetzt schon besser. Ich hätte noch einen Änderungsvorschlag:



der Elko muss natürlich anders rum! (Besser ganz weg)

Tillg

Rumgucker schrieb:

Ich hatte mit nem 300 MHz PC und ner uralten Spice-Version (1990?) in wenigen Sekunden erfolgreich durchsimuliert.

Da gerade könnte das Problem auch liegen.

Ich möchte nochmal was für Tillg tun:

Die Rückführung beim SODFA entspricht eigentlich der Gegenkopplung einer klassischen Analog-PA.

Man kann das schön am Integrator-Eingang sehen: die eingespeiste NF und um 180 Grad gedrehter und gemittelter SODFA-Ausgang müssen zu jedem Zeitpunkt 0V ergeben!

Insofern kann man alle Prinzipen des klassischen Verstärkerbaus auf den SODFA übertragen. Und da gabs früher in der Halbrücke nunmal auch Koppelkondensatoren. Typischerweise gabs damals zwei Gegenkopplungen: eine diente der Regelung der Mittelspannung (das können wir uns beim SODFA sparen) und eine diente der NF-Gegenkopplung. Die letztere wurde nach dem Koppelkondensator entnommen, ganz genauso wie ich es hier gemacht habe. Ähnlich wie beim analogen Verstärker wird auch beim SODFA der Frequenzgang des Koppelkondensators ausgeregelt.

"Meine" Schaltung brummt nicht und ist genauso audiophil, wie jede andere SODFA-Halbrücke. Leider kann man damit keine Batterie laden, weil der Koppelkondensator eben keinen Gleichstrom durchläßt Dafür sparen wir uns aber die zweite Brücke, die "Nicht-Masse-Bezogenheit" des Speakers und den teuren Differenzverstärkern mit allen Folgeproblemen, die diese Rechenschaltung bei 500kHz hervorruft.

@ Rumgucker:
Da sieht man ja, dass du andere Beiträge nicht richtig liest, dann würdest du sie ja womöglich auch verstehen.
In #1153 habe ich geschrieben:

Also, stell dir deine Schaltung wie ein Analogverstärker als Halbbrücke mit einer Betriebsspannung vor. Der hat einen dicken Elko am Ausgang, der genau die Funktion hat, wie dein C2, also C2 muss auch so groß sein wie dort, weil er den ganzen NF-Strom für den Lautsprecher übertragen muss (ist wie beim Trafo, was wir schon mal hatten). Jetzt wird so’n Analogamp natürlich gegengekoppelt. Das kann man aber auch nicht von hinterm Elko auf eine Stelle bringen, wo Ua mit irgend was auf GND-Niveau verglichen wird. Vielmehr arbeitet da die ganze gegengekoppelte Schaltung zwischen Ub und GND, und das Signal wird vom GND-Bezug aus irgend wo per gesteuerter Stromquelle (nimmt man aus gleichem Grund auch keinen Kondensator für) auf das Ub/2 Niveau geshiftet (nimmt man aus gleichem Grund auch kein C für). Guck dir solche Schaltung mal an (gibt’s natürlich auch die verschiedensten Tricks und Erfindungen bei, aber deine gehört nicht dazu).

So könnte die Schaltstufe funktionieren. Der Bootstrap-Kondensator darf jetzt nur nicht zu groß sein, sonst entsteht bei der Einschaltung des unteren MOSFET eine gewaltige Sromspitze, die die Dioden zerstören könnte. 10nF dürften aber ausreichen.

Ich habe meinen Versuchsaufbau dazu momentan zur Seite gestellt, da ich gerade an etwas anderem arbeite. Ergebnis folgt.

Wäre schön, wenn bis dahin eine Dimensionierung von Rumgucker vorliegt.

Das kann man aber auch nicht von hinterm Elko auf eine Stelle bringen, wo Ua mit irgend was auf GND-Niveau verglichen wird.

Natürlich wird das per Koppel-C massebezogene Ausgangssignal mit einem massebezogenen Eingangssignal verglichen!!!!!!

(Du verwechselst vermutlich das Innenleben eines OP mit der Schaltung eines diskreten klassischen Transistor-Amps. Du kannst das Ausgangssignal grundsätzlich auf jedes beliebigen Potential gegenkoppeln. Ich hab mich wegen der Level-Shifterei für Power-Minus entschieden. Natürlich muß auch der Speaker auf dieses Potential gekopplet werden.)


Mit:

http://img188.echo.cx/img188/8461/bootstrap6rt.gif

kann ich gut leben. Einverstanden!

@Beobachter: langsam mit den jungen Pferden!

Tillg hat ne Verbesserung in der higside vorgeschlagen. Ich hab gefragt, ob es für die low-side genügend starke Komparatoren gibt (sonst müssen wir da noch was tun) und Tillg wünscht sich noch einen bauteilverschwendenden Widerstand zum Schutz des Reed-Kontakts. Und die ganze SODFA-Rückführung ist noch strittig.

Noch sind wir in der Diskussion ums Prinzip.

@Beobachter schrieb:

So könnte die Schaltstufe funktionieren. Der Bootstrap-Kondensator darf jetzt nur nicht zu groß sein, sonst entsteht bei der Einschaltung des unteren MOSFET eine gewaltige Sromspitze, die die Dioden zerstören könnte.

Aber nicht bei meiner Originalschaltung!

Nur Tillgs neue Schaltung leidet unter diesem Problem.

@ Rumgucker:

Hier leidet niemand. Beobachter hat es schon richtig erkannt: hier reichen einige nF.

Tillg schrieb:

Bist du nun an unserer Meinung interessiert, oder nicht? Wenn nicht, dann musst du wirklich gehen. Wenn doch, dann halte sie auch aus!

Ich bin daran interessiert, daß hier irgendwann eine einfache SODFA-Schaltung rauskommt, die man fürn paar Euro und ohne Krampf nachbauen kann. Ähnlich Beobachters vorbildhafter BD139/140-Schaltung.

Darum ringe ich mit Euch!

Gegen konstruktive Verbesserungsvorschläge hab ich überhaupt nichts. Nur gegen Kaputtgerede hab ich ganz viel.

Ihr zwei entwickelt von oben nach unten. Ihr habt eine bewährte Technologie, die Ihr dann vereinfacht. Ich komme von unten, vom Prinzipschaltbild.

Meine ersten Schaltungen funktionieren grundsätzlich erstmal nicht! Eure ersten (hochkompelexen) Schaltungen werden mit hoher Sicherheit auf Anhieb funktionen.

Deswegen bin ich viel angreifbarer. Ich wünsche mir, daß das Prinzip meiner Entwürfe beurteilt wird. Stimmt das Prinzip oder ist das ein Irrweg?

Die Einführung eines Ausgangskoppelkondensators ist eine derartige Frage. Denn wenn es hinhaut, dann zeigt das Prinzipschaltbild das Vereinfachungspotential, das dieser Kondensator ermöglicht.

Ich denke, daß es sich lohnt.

Ich mach mit bei Tillgs Schaltung etwas Sorgen um die Z-Diode. Wenn die Diode (Anode am MOS-Source) zu hohe Flußspannungen produziert, so verbrennt die Z-Diode.

@ Rumgucker:

Alles klar. Das ist eine ordentliche Gesprächsbasis. Dann probier ich demnächst mal eine Simulation für dein Prinzip, an der ich dir demonstrieren möchte, was ich meine. Mal sehn, was die dann dazu sagt.

Oder andersrum: gibt es Z-Dioden, die in Flußrichtung einige Ampere aushalten? Dann könnten wir mit der Z-Diode ganz alleine auskommen!

Nein.
Da sollte eine Schottky rein. Die hat auch weniger Flussspannung, so dass die Z-Diode nicht erst leitend wird.

In der Simulation funktioniert diese Schaltung ausgezeichnet:

http://img57.echo.cx/img57/6047/lowther2asc6pp.jpg

Ich gebe sie hier erstmal so wieder, wie ich sie zum Schluß simuliert habe. Bei verschiedenen Inversdioden zeigen sich z.T. HF-Schwingungen auf dem Rechteck. Ich kann das z.T. nur so interpretieren, dass die Simulationsmodelle für manche Dioden nicht ganz deren reales Verhalten nachbilden.

Die Schutzdioden am Eingang des LT1210 kann man sich wahrscheinlich sparen.

Diese Schaltung könnte die einfachste Version eines "ernsthaften" SODFA sein, der immerhin für ein Lowther-Horn bereits genug Leistung zur Verfügung stellt.

Hier erstmal die Tiilgs high-side-Version. Bitte denkt euch die Schottky parallel zur Z-Diode.

http://www.die-webto...6646b6bbd7fe1bad.jpg

Beobachter:

Die Schutzdioden am Eingang des LT1210 kann man sich wahrscheinlich sparen.

Die hab ich noch nie begriffen.

Ich bin dafür, daß wir dieses ganze Relais-Kurzschluß-Gedöhns wegwerfen und durch ne Schmelzsicherung ersetzen.

Einverstanden?

@Rumgucker

Bei jedem Umschaltvorgang entsteht am Eingang des Komparators eine Spannungsspitze, die doppelt so hoch ist, wie die Amplitude der Dreieckspannung am Ausgang des Integrators. Je nach Dimensionierung kann es sinnvoll sein, diese Spannung zu begrenzen, damit der Eingang des Komparators nicht übersteuert wird.

@Rumgucker

Im Kurzschlußfall kann auch die schnellste Schmelzsicherung das Durchbrennen eines MOSFET nicht verhindern. Über das Relais-Gedöns habe ich noch nicht nachgedacht, ist aber wahrscheinlich auch viel zu träge. Es geht nichts über eine "ordentliche" elektronische Sicherung.

So ganz allmählich schwant mir, daß eine IR21xx-gestützte Schaltstufe doch die einfachste Variante darstellt.

Also bisher sind wir beim "Ausgangskoppelkondensator zur Vermeidung der Level-Shifterei" und beim "IR21xx-Treiber für minimalen Aufwand".

Also schau ich mir jetzt mal genauer den auszuwählenden "IR21xx"-Treiber an. Soweit ich seh, gibt es Typen, bei denen man die Totzeit einstellen kann und andere, bei denen das nicht geht.

Man könnte die Totzeit vermutlich auch durch Ausnutzung der Integratorrampe definieren. Zum Beispiel mit zwei Komparatoren, deren Ausgänge dann gleich den IR21xx ansteuern.

Setzt man einen 10u in die Gegenkopplung eines symmetrischen SODFA, läuft bei Ue=0 der DC-Offset am Ausgang sofort aus dem Ruder. Schon bei Ue=+-10mV schwingt der SODFA nicht mehr und der Ausgang bleibt auf der jeweils komplementären Betriebsspannungsgrenze.

Setzt man 4700u zwischen Ausgang und LC-Tiefpass mit der GK hinter dem 4700u, zeigt die Simulation nur noch irgendwelche HF-Störungen an einer Betriebsspannungsgrenze.

@Beobachter: so ein Dreck! Hast du den 4700 uF (nur der macht natürlich Sinn) auch mit nem induktionsarmen Klein-Kondensator gebrückt wie von mir im Prinzipbild angeführt?

Hallo Leute,
ich verfolge eure z.T. hitzige Diskussion seit ein paar Tagen. Entschuldigt wenn ich so dazwischen platze. Aber auch ich möchte einen class-d Amp bauen, habe aber einen komplett anderen Ansatz. Mir schwebt da ein delta sigma Wandler (ADS1252) im Eingang vor. Dann ein Mosfet-Treiber (IR2183) und schließlich eine Mosfethalbbrücke(IRFP140). Grob umrissen.
Der Wandler produziert den Bitstream und die Mosfets geben Dampf auf die Leitung.
Jetzt meine Frage: Ist das Vorhaben zu naiv und mit Denkfehlern behaftet oder lohnt ein Probeaufbau. Der A/D Wandler ist leider nicht ganz billig und es wäre schade wenn er in meiner Schublade verstaubt.

@Rumgucker

Den 4700u habe ich in der Simulation als idealen C angelegt. Einen idealen 100n parallel zu schalten, verändert die Situation also nicht. Habe ich soeben trotzdem getan, mit dem erwarteten Ergebnis.

Hallo Captain-Chaos,

du hast uns hier gerade gefehlt, das ist hier nicht das Thema

Nein im Ernst, ich will dich um Himmels willen nicht vergraulen. Aber ich glaube, ohne mich jetzt in den ADS sehr hineinvertieft zu haben, du unterliegst bei deinem Ansatz einem totalen Irrtum.
Der ADS1252 ist ein ANALOG-TO-DIGITAL CONVERTER für den Zweck, ein analoges Signal in ein digitales zu wandeln, um es digital übertragen oder speichern zu können. Zur Reproduktion muss es dann vor dem Verstärker wieder mit einem DAC in ein analoges Signal zurückverwandelt werden.
Das Digitalsignal des ADS ist keineswegs geeignet, eine Schaltstufe anzusteuern, auch wenn das ein sogenannter ein-Bit-Wandler nach dem delta sigma – Prinzip ist, und es auch Class-D-Amps gibt, die nach diesem Prinzip arbeiten. Hier ist lediglich das verwendete Prinzip ähnlich, was dabei herauskommt ist etwas völlig anderes.
Ein Class-D-Amp ist eigentlich kein Digitalverstärker. Er arbeitet diskret, und hat mit digitalen Zahlen, also unterschiedlichen Folgen von Nullen und Einsen nichts am Hut. Er arbeitet mit einem Pulseweitenmodulierten Schaltsignal (PWM), bei dem nur der genaue Zeitpunkt der Umschaltungen zwischen den zwei Schaltpegeln den Verlauf der Ausgangsspannung nach Integration bestimmt. Eigentlich arbeitet der Class-D-Amp völlig analog.

Da du aber sowieso bereits ein analoges Eingangssignal zu haben scheinst, ist aber eine der Methoden, über die hier geschrieben wird, genau die richtige für dich.

Tillg

@Captain-Chaos

Der IR2183 ist für eine hier sinnlos hohe maximale Halbbrückenspannung ausgelegt und hat daher zu hohe Schaltverzögerungszeiten.

Der IRFP140 ist ein Hochstrom-MOSFET ( >> relativ hohe Gate-Kapazität ) mit dagegen nur 100V max. Drainspannung.

Insgesamt wäre Die Kombination IR2011/IRFB23N15 weit besser geeignet.

Aber das sind Nebensächlichkeiten.

Ich glaube, dass es wahrscheinlich auf einen Schaltungsaufwand hinauslaufen muß, vergleichbar dem im "TAKT-Millennium", um mit dieser Art Wandler ein wirklich audiophiles Ergebnis zu erzielen.

Das soll aber keine Entmutigung sein.

Ich schlage vor, für dieses Projekt einen eigenen Thread zu eröffnen.

Die Antwort von Tillg hatte sich mit meiner überschnitten. Nehme meinen Vorschlag erst einmal zurück. Den ADS1252 habe ich mir noch nicht angesehen.

@Captain Chaos

Es gibt sicher auch geeignete ICs für diese Anwendung. Der Vorschlag sollte dann aber von dir kommen.

@Beobachter: Du bist Dir also ganz sicher, daß der Koppelkondensator den SODFA killt? Das ist bitter.

Die Verlockung ist hoch (hier die Version mit LM360 und IR2184):



...ich werde morgen mal versuchen, ob mein PC nicht die ganze Schaltung simulieren kann.

Vielen Dank für eure Mühe und Einschätzungen, ich werde das Projekt noch mal überdenken.

@Rumgucker

Der LM360 ist sündhaft teuer und kaum zu bekommen, der IR2184 ist zu langsam.

Wo liegt jetzt der Vorteil gegenüber den bisherigen Schaltungen?

@ Rumgucker:
Gerade hatte ich mich an dein Konzept ein bisschen gewöhnt, und in Erwägung gezogen, es vielleicht doch nicht unfunktionabel zu finden, da wirfst du schon selber wieder alles über den Haufen.
Schaltstufe:
Wir haben oben Totzeit, bei der es zum Stromfluss durch die Reversediode kommt, unten nicht. Das sollte ursprünglich vermieden werden, (damit wird ringing erzeugt), andererseits hat Beobachter einmal festgestellt, dass „unvernünftig hohe Totzeiteinstellung“ keinen Einfluss auf den Klang seines SODFAS hatte.
Andererseits gibt es extra Schaltkreise speziell für so etwas, warum sollte man sie nicht nehmen.

Kondensatorkopplung:
Zunächst mal muss ich meinen Irrtum revidieren, dass der Amp versucht, den Kondensator auf die halbe Betriebsspannung zu bringen. Er kömmert sich im Gegenteil überhaupt nicht um die Kondensatorspannung. Und darin liegt auch blos ein Problem.
Was Beobachter festgestellt hat, kann ich im Prinzip bestätigen. Der SODFA schwingt überhaupt nicht, oder fährt in Kürze an irgend einen Anschlag.
Anders, wenn man ihn auf Hysteresewandler umstellt. Dann arbeitet er zunächst scheinbar ordentlich. Nach näherer Betrachtung habe ich aber festgestellt, das der C einfach einen bestimmten Anfangs-Ladezustand beibehält, bei dem der Wandler bei 0 usymetrisch schwingt. Dieser wert liegt nicht bei Ub/2 und verändert sich kein Stück, was sicher an den als ideal angenommenen passiven Bauelementen liegt. Für die Ausgangsspannung ist das kein Problem, da das Impulsverhältnis (wie gesagt ist es unsymmetrisch) nach Tiefpass 0V ergibt.

Erklärungsversuch:
Der Hysteresewandler misst. Was am Ausgang passiert und schaltet mit seinen eigenen Schwellen vom Komparator. Die C-Ladung gleicht er von sich aus nicht aus, er nimmt sie als gegeben hin.
Beim SODFA sitzt plötzlich ein C in der Mitkoppelschleife. Damit läuft er zwangsläufig aus dem Ruder.

Tillg

Ich hatte zuvor geschrieben, daß ich mich reumütig von der diskreten Brücke weg und zur integrierten hin bewege. Hauptsächlich weil der Aufwand geringer und die Nachbausicherheit höher wird.

Beim LM360 wunderte mich auch, daß Bürklin ihn nicht hat, obwohl National "full production" meldet. Mich schockt noch mehr Dein Preisargument. Der LM360 kostet über 2 Dollar.

Die 200ns des 2184 gehen doch in seiner Offzeit von 500ns unter. Wozu soll er schneller sein? Bleiben doch noch 300ns aktive Zeit

Wie auch immer: der Vorteil der Koppelkondensator-Halbbrücke liegt im minimalen Aufwand, egal ob wir die Endstufe diskret oder per Treiber-IC gestalten und egal welchen Komparator wir verwenden.