Audiophiler Class-D Verstärker

@ Tillg

Dei Schaltung ist hier nur übersichtlicher gezeichnet.

Die Bauteilwerte entsprechen den Werten, der letzten Schaltung des Beobachter,auch das Ausgangsfilter, 2x10uH, 0,47u u.10R/0,22u. Um Aufwand zu sparen, habe ich zum Test nur alle Schutzschaltungen weggelassen.

Die Messungen habe ich mit einem 8Ohm Widerstand(induktionsarm)gemacht.

Die Totzeit ist durch das IR2010 gegeben.
Aber selbst bei großer Flankenauflösung ist im Nulldurchgang der 1kHz Sinusspannung nichts zu sehen.
Ich vermute, daß der Integrator die Totzeit "ausbügelt".
Der Frequenzanstieg ist mit korrekter Lautsprecheranpassung vieleicht weg.

Bei meinem nächsten Aufbau werde ich die Variante mit variabeler Totzeit wählen, ob zu sehen, ab wann die Lücke sichtbar wird.

1760 € die Lautsprecher-Chassis alleine.

@ Tiki

Die Ringradiatoren stammen von ScanSpeak, sollen derzeitig die weltbesten Hochtöner sein.

@Rumgucker

Alles, was hier im Forum offen diskutiert wird, kann nicht mehr zum Patent angemeldet werden.

@Tillg

In deiner Rechnung für den maximalen Spannungshub am Knotenpunkt C12-C13 ist ganz gehörig der Wurm drin. Ich will jetzt nicht zu mathematisch werden, deshalb eine ganz einfache Rechnung:

Amplitude der NF-Ausgangsspannung für 200WRMS an 4Ohm: 40V

Amplitude der Rechteckspannung primär: 160V

Das ist ein Spannungs-Transformationsverhältnis von 1:4 ( die Amplitude der Rechteck-Ausgangsspannung beträgt zwar 80V, aber es werden ja nur 50% Modulationsgrad ausgenutzt )und ergibt damit ein Impedanz-Transformationsverhältnis von 1:16. Vor den 2x330uF liegt damit effektiv ein Widerstand von 16*4Ohm = 64Ohm.

Wechselspannungsmäßig liegen C12 und C13 parallel. Die untere Grenzfrequenz geträgt also 1 / ( 2*Pi*64Ohm*660uF ) = 3.8Hz

Mit dem Ausgangsübertrager einer Röhrenendstufe hat das ganze überhaupt nichts zu tun.

Ich danke aber sehr für den Hinweis, denn ich hatte vergessen, die Spannungsfestigkeit von C12/C13 zu erhöhen, werde auf dem Layout also etwas größere Cs ( D=30 ) vorsehen.

@Ampericher

Herzlichen Glückwunsch zum gelungenen Versuchsaufbau!

Wie dein Aufbau beweist, geht es auch ohne "High-Tech-Nanosekunden-Gefuddel". Es muß wohl doch etwas mit dem Prinzip zu tun haben.

Das wird mich jedoch nicht davon abhalten, mein "Gefuddel" ab dem 09.05.05 ( dann ist endlich die neue Platine da! ) gnadenlos durchzuziehen.

Ampericher schrieb:

Aber selbst bei großer Flankenauflösung ist im Nulldurchgang der 1kHz Sinusspannung nichts zu sehen. Ich vermute, daß der Integrator die Totzeit "ausbügelt".

Die Totzeit ist für die 400kHz Schaltfrequenz, die hat mit den Nulldurchgängen der NF rein gar nichts zu tun. Und der Integrator bügelt nicht nur die Totzeiten sondern den gesamten Rechteck aus. Diese Totzeiten treten ja während einer 1kHz NF-Periode 400 mal auf, und nicht ausgerechnet in deren Nulldurchgängen. Es gibt hier keine „Übernahme“ zwischen den Brückenzweigen von einer NF-Halbwelle zur anderen, wie beim B (oder AB) Verstärker. Das ist einer der Vorteile von Class-D, unabhängig von SODFA.
Trotzdem könnte die Totzeit natürlich Einfluss auf den Klirrfaktor oder den Klang haben. Und auf EMV.

In deiner Schaltung ist f_0 = 48,2kHz. Q ist bei 8 Ohm = 1,3. Der Frequenzgang müsste mit 4 Ohm Last oben weniger ansteigen bzw. sogar abfallen, dann ist Q nämlich = 0,6. Jetzt kommt es noch darauf an, welche Impedanz sie LS bei 20kHz haben. Fällt der Frequenzgang bei realer Last oben ab, müsstest du das LC-Verhältniss des Tiefpasses ändern (wenigen L. mehr C). Bei Anstieg genügt die Erhöhung der Last (Verringerung der Impedanz) für hohe Frequenz, wie von Beobachter beschrieben.

Tillg

@ Beobachter

Eine weitere Reduzierung der Totzeit kann das Gute nur noch besser machen.
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Ich habe auch nochmal Versuche mit Spulen gemacht.
Die Luftspule kann ich abhaken. Sie mag zwar perfekt sein, aber trotz größter Klimmzüge ist die Störstrahlung nicht in den Griff zu kriegen, schade.

@ Tillg

Stimmt, war von mir unüberlegt.
Sie ist nur sichtbar, wenn man den Rechteck ohne Spule misst.

@Ampericher

Meine Schalenkern-geschirmten Luftspulen funktionieren ausgezeichnet. Es dringt keinerlei Störstrahlung nach außen und der R_DC ist nicht einmal schlechter, als bei den Amidon T106.

@ Beobachter

Ich würde mir ja wünschen, dass du recht hast, bisher konntest du mich immer noch überzeugen. Ich glaub dir diesmal aber nicht so richtig, habe nur im Moment keine Zeit, intensiv drüber nachzudenken. Muss nämlich auch arbeiten. Vielleicht kann ja mal ein anderer versuchen, unsere Gedankengänge nachzuvollziehen. Die Sache fängt bei #891 an.
Nur so viel: „dynamisch parallel“ wird eigentlich nur durch C17 realisiert, mit gerade mal 220µ. Aber vor allem:

Mit dem Ausgangsübertrager einer Röhrenendstufe hat das ganze überhaupt nichts zu tun.

woher kommt eigentlich am LS der NF-Spitzenstrom von 10A im Scheitelpunkt einer NF-Halbwelle, der für den 400kHz-Trafo ja quasi ein Gleichstrom ist, mit ein bisschen überlagertem 400kHz Dreieck?

Tillg

@Ampericher: ich bin schwer angetan! Herzlichen Glückwunsch!!!! (...hoffentlich folgen der Euphorie nicht bald wieder "neue Erkenntnisse"... )

@Beobachter: man kann sich für fast alles ein Patent erteilen lassen. Jedenfalls solange keiner widerspricht.

@Tillg

Du stellst die absolute Schlüsselfrage!

Was unterscheidet zwei kleine Flußwandler (die per Diode sogar 0 Hz-Strom liefern können) von einem Gegentaktwandler mit Luftspalt. Beobachter sagt, daß es keinen Unterschied gibt.

Wir haben dagegen haben beide im Gefühl, daß es sehr wohl einen Unterschied geben muss, weil man ja sonst nur den Strom eines Röhrenverstärkers mit HF zerhacken müßte und dadurch mit einem winzig kleinen Ferrittrafo auskäme.

Ist es der Magnetfeldinhalt, der bei der 2-Trafo-Lösung sozusagen im Hintergrund "abgemeuchelt" wird und somit den aktuellen Arbeitstakt nicht stören kann?

Bei der 1-Trafo-Lösung (allerdings auch bei der ganz normalen Gegentaktstufe mit Ausgangsfilter) muß diese Energie erst am Beginn einer jeden Arbeitsphase vernichtet werden.

Ich bin komplett verwirrt! Wahrscheinlich war ich krank, als der "Trafo" drangekommen war....

weil man ja sonst nur den Strom eines Röhrenverstärkers mit HF zerhacken müßte und dadurch mit einem winzig kleinen Ferrittrafo auskäme.

Wenn ich mir mal einen KW-Sender mit 100 Watt AM vorstelle, dann wird da auch mit "winzigen" HF-Luftspulen der Träger und 100 Watt Niederfrequenz übertragen. Also kann man mit einer winzigen Luftspule 100 Watt NF übertragen! Dann muß es auch mit nem winzigen Ferritkern gelingen.

Warum hat noch keiner trafogestützte Verstärker mit zerhackender HF gebaut?

Und die 2-Trafo-Lösung funktioniert ja auch bloß nicht, wie ich jedenfalls irgentwann schon mal für mich festgestellt und hier erklährt habe.
Ich kanns bloß gerade nicht raussuchen, nicht aus dem Thread und nicht aus dem Gedächtniss, weil keine Zeit dafür. War irgentwas mit den Dioden.

Tillg

Genau. Das kam noch dazu. Schnee von gestern.

Nun wirds aber echt interessant. Ich zerhacke also den Strom eines X-beliebigen Röhrenverstärkers und kann dann seinen (kritischen) Ausgangstrafo durch ne HF-Variante ersetzen? Hinter dem Trafo dann natürlich noch ein Filter, um den Träger zu unterdrücken und die NF durchzulassen.

Wenn das gehen würde, würde mich das SEHR wundern! Denn technologisch hätte man das schon vor 80 Jahren hingekriegt und damit die Ausgangstrafos killen können. Und die Entwickler waren damals wirklich sehr einfallsreich.

Wo liegt also der Denkfehler?

Während ihr noch grübelt, fange ich schon mal mit dem Layout an.

Im Röhrenzeitalter wäre ein Ferrittrafo mit den Eigenschaften des hier von mir vorgestellten Wandlers garantiert teurer gewesen, als ein "konventioneller" 10kG-Eisen(lamellen)klotz. Da die "Kisten" damals sowieso riesengroß waren, bestand wohl kaum ein Interesse daran, einen 400kHz-Röhren-PWM-Wandler zu bauen. Mit der damals noch üblichen freien Verdrahtung, oder bestenfalls einseitigen Platinen, wäre zudem die EMV-Problematik wirklich eine solche gewesen.

Ich glaube wir sind uns einig, dass ohne PWM-Modulation der Wandler tadellos arbeitet ( auch wenn die Ausgangsspannung hinter L2 dann Null ist ). Mit PWM-Modulation wird der Trafo mit "Gleichstrom" ( verglichen mit 400kHz-Rechteck ist alles Niederfrequente Gleichstrom ) vorbelastet. Hätte der Trafo jetzt keinen Luftspalt, würde der Al-Wert von anfangs 3900nH schon bei geringem "Gleichstrom" sofort in den Keller gehen und damit auch die Induktivität der Primärwicklung. Der Magnetisierungsstrom würde rapide ansteigen und die Schalttransistoren kurzschließen.

Mit Luftspalt ( hier s=0.46mm ) liegt der Al-Wert ohne Gleichstrombelastung bei nur ca. 500nH, was aber noch keinen zu hohen Magnetisierungsstrom bedeutet. Dieser geringere Al-Wert bleibt aber jetzt bis zu einer maximalen Durchflutung ( Gleichstrom * Sekundärwindungszahl ) von 120A konstant. Bei Nsec=12 also bis I=10A.

Bei einem symmetrisch betriebenen Trafo kann man die gleiche Leistung ( 200W, dann aber nur Gleichspannung ) locker mit einem RM10-Trafo übertragen. Mit einem RM14 kommt man bei optimaler Auslegung sogar in den kW-Bereich.

Etwas unsicher bin ich noch, inwieweit sich die zusätzliche Gleichstrombelastung der Primärwicklung auswirkt. Es sind aber noch genügend Reserven vorhanden - eventuell muß der Luftspalt bei gleicher Windungszahl leicht erhöht werden.

Beobachter schrieb:

Während ihr noch grübelt, fange ich schon mal mit dem Layout an.

@ Beobachter:
Grübel lieber selbst noch mal genau nach, ich glaube sicher, dass du diesmal auf dem Holzweg bist:

Beobachter schrieb:

Ich glaube wir sind uns einig, dass ohne PWM-Modulation der Wandler tadellos arbeitet ( auch wenn die Ausgangsspannung hinter L2 dann Null ist ).

OK. Während einer Halbwelle der Schaltfrequenz (2,5µs) ändert sich der Strom durch die L2 um ca. 8A, also bewegt sich der Dreieckstrom zwischen + und - 4A.

Beobachter schrieb:

Mit PWM-Modulation wird der Trafo mit "Gleichstrom" ( verglichen mit 400kHz-Rechteck ist alles Niederfrequente Gleichstrom ) vorbelastet. Hätte der Trafo jetzt keinen Luftspalt, würde der Al-Wert von anfangs 3900nH schon bei geringem "Gleichstrom" sofort in den Keller gehen und damit auch die Induktivität der Primärwicklung.

Aber der Trafo soll nicht nur den Gleichstrom vertragen ohne in die Sättigung zu gehen, er soll ihn auch an die Sekundärseite übertragen, mit der vollen Leistung!!!

Bei der Trafolosen Schaltung ist das auch so. Durch die Schaltstufe fließt bei Aussteuerung ein Gleichstrom, überlagert von einem Dreieckigen 400kHz-Strom. Sagen wir, wir übertragen eine positive NF-Spannung an der Aussteuergrenze. Dann fließen im Durchschnitt 10A durch den Integrator. Die Spannung an RL beträgt 57V. Während der Einschaltzeit des oberen Transistors steigt der Strom von ca. 6 auf ca.14 A, wegen der geringen Spannungsdifferenz vergleichsweise langsam. Ist der untere Transistor an, fällt der Strom wieder von 14 auf 6 A, und das schneller, weil die Spannungsdifferenz jetzt höher ist. Insgesamt bleibt der Strom dabei immer positiv. Der untere Transistor oder seine Reversediode leitet also einen für ihn eigentlich negativen Strom. Liefern tut diesen L2, C13 wird dabei geladen.
Ohne Trafo wie gesagt alles kein Problem. Mit Trafo müsste dieser (auf sekundär bezogen) neben dem Dreieckstrom 400kHz mit Uss=8A (kein Problem) einen 10A Gleichstrom übertragen, wie er durch das Tastverhältnis bestimmt wird. Das kann er nun mal sowieso nicht, aber es handelt sich natürlich um NF, im dümmsten Fall mir 20Hz.

Der Trafo, Größe ca. 42 * 47 * 30 mm, soll also bei 20Hz 200W übertragen, die 400kHz sind nur Zugabe. Wenn der das könnte, warum macht man dann bei gleicher Leistung für Netzfrequenz so große schwere Eisenklötzer?

Tillg

@Tillg

In erster Linie überträgt der Trafo 400kHz. Die überlagerte NF zwingt nur dazu, einen etwas größeren Kern ( RM14 statt RM10 ) und zudem mit Luftspalt zu wählen, damit der Al-Wert nicht durch die "NF-Vorbelastung" in den Keller geht.

Das das ganze prinzipiell funktioniert, beweist auch der coupled-inductor-Amp, dessen Prototyp 1978 tatsächlich lief und Gleichspannung übertrug.

50Hz-Trafos sind deshalb so dicke Klötze, weil sie eben mit 50Hz und nicht mit 400kHz arbeiten. Dadurch ergibt sich eine umgekehrt proportional zur Frequenz höhere Flußdichte im Kern, bzw. eine wesentlich höhere Windungszahl, um das wieder auszugleichen. Würde ein solcher "Klotz" jetzt auch nur mit einem geringen Gleichstrom belastet, ergibt sich aufgrund der hohen Windungszahl sofort eine enorme Durchflutung, die den Kern sättigt.

Es ist letztlich die sehr geringe Windungszahl in Verbindung mit dem Luftspalt, was das ganze ermöglicht.


Eigentlich wollte ich aber noch auf etwas anderes zu sprechen kommen, sozusagen back to the roots:

http://img183.echo.cx/img183/522/sodfa1818asc7ox.jpg

Ich habe mal mit einem kleinen Mini-SODFA mit 2x LT1818 ( als Integrator und Komparator ) an +-5V das Verhalten unter Last simuliert.

Der Lastwiderstand ist hier 400Ohm, also L=2mH und C=4n7. Zur ( hier zum besseren Verständnis übertrieben ) Simulation des R_DSon der MOSFETs habe ich einen 200R zwischen den Ausgang des LT1818 und L geschaltet.

Dann ist das Rechteck kein Rechteck mehr, sondern bekommt eine Schräge.

Das Dreieck bekommt einen quadratischen Anteil ( Integral einer linear steigenden/fallenden Funktion ergibt eine quadratische Funktion ).

Man erkennt, dass ein SODFA jetzt die Umschaltpunkte anders setzt, als ein Hysterese-Wandler. Nur wenn das Rechteck keine Schräge hat, gibt es keinen prinzipiellen Unterschied in der Funktionsweise zwischen SODFA und Hysteresewandler.

Mit Schräge ist das genaue Verhalten eines SODFA mathematisch nicht ganz so leicht auseinanderzudröseln und ich hatte auch noch keine Muße dazu.

Ich bin aber überzeugt davon, dass genau hier der Unterschied liegt, weshalb ein Hysteresewandler nur durchschnittlich klingt und ein SODFA wahrscheinlich sogar besser, als jeder analoge Verstärker.

Der Modulator hebt die 20Hz auf die Trägerfrequenz an, also in den Bereich um 400kHz. Dort schwackelt die HF aussteuerungsabhängig mit den 20Hz um die 400 kHz herum hin und her.

Beobachter überträgt also nicht 20 Hz, sondern ein Frequenzgemisch um 400 kHz. Und das ist der tiefe Grund, warum seine Schaltung vermutlich funktionieren wird.

http://img155.echo.cx/img155/7753/sodfa320ms76pl.jpg

Nobelpreisverdächtig!

Das Teil scheint die eierlegende Wollmilchsau! Man könnte es durch die 0 Hz Grenzfrequenz sogar als (geregeltes!) bipolares Netzteil verwenden. Morgens lade ich die Autobatterie, mittags treibt die Kiste nen Industriemotor und abends hör ich damit feinste Musik. Und alles in der Größe eines Steckernetzteils.

Bis auf die verschwendungssüchtige Anzahl der Bauteile bist Du aufm richtigen Weg, Herr Konstrukteur.

Ich überlege jetzt ernsthaft, ob ich nicht doch einen push-pull-Wandler daraus machen sollte. Das spart immerhin zwei dicke Elkos, die Ansteuerung wäre einfacher und es gibt dann auch keine lastabhängige untere Grenzfrequenz.

Das einzige, was dagegen spricht, ist die Eigenart des push-pull-Wandlers, hohe Spannungsspitzen zu produzieren, die bei schlechter Gesamtkonzeption ( hohe Streuinduktivität ) deutlich über die doppelte Primärspannung hinausgehen können.

Das ganze wurde schon mal angeschnitten, als es um die Frage ging, warum ich bei meinem Stereo-SODFA mit SNT einen Halbbrückenwandler als SNT eingesetzt habe.

Andererseits auch wieder eine Gelegenheit, mal einen push-pull-Wandler zu konstruieren, der wirklich sauber arbeitet!

Bei meinem 250W-SNT zur Versorgung des Stereo-SODFA habe ich einen sehr kleinen RM10-Kern verwendet. Um eine ausreichende Potentialtrennung vom Netz zu gewährleisten, mußte ich einen 2-Kammer-Spulenkörper verwenden, was wiederum die Streuinduktivität erhöht ( etwas geringere Kopplung zwischen prim und sec, da beide Wicklungen nebeneinander ).

Beim RM14 gibt es genug Wickelraum, um eine sehr gute Potentialtrennung auch mit übereinander angeordneten Wicklungen hinzukriegen, was die Kopplung verbessert und damit letztlich Spannungsspitzen über 2Ub hinaus minimiert.

Also: Push-Pull-Wandler! - Schaltung folgt.

Verspätete Antwort@Ampericher

Gegen die Kombination ICL7667/LM319 ist nichts einzuwenden. Der LM319 ist zwar etwas langsamer, als der AD790 und hat nur OC-Ausgänge, was hier aber sogar positiv ist. Wenn man die beiden Komparatoren im LM319 im Gegentakt betreibt, läßt sich die Totzeit im Gegensatz zur Kombination AD790/MAX628 absolut symmetrisch einstellen.

@ alle, die hier ab und zu noch rumgucken:

Rumgucker schrieb:

Morgens lade ich die Autobatterie,...

Soso, das Ding arbeitet also ab 0Hz. Und

Beobachter schrieb:

Mit PWM-Modulation wird der Trafo mit "Gleichstrom" ( verglichen mit 400kHz-Rechteck ist alles Niederfrequente Gleichstrom ) vorbelastet.

Was ich ja auch so sehe.

Beobachter schrieb:

Ich überlege jetzt ernsthaft, ob ich nicht doch einen push-pull-Wandler daraus machen sollte. Das spart immerhin zwei dicke Elkos, die Ansteuerung wäre einfacher und es gibt dann auch keine lastabhängige untere Grenzfrequenz.

Mir ist schon klar, dass es so wie es ist schon wegen der 2 C’s für tatsächlichen Gleichstrom nicht geht. Aber das willst du ja ändern.

Beobachter schrieb:

Das das ganze prinzipiell funktioniert, beweist auch der coupled-inductor-Amp, dessen Prototyp 1978 tatsächlich lief und Gleichspannung übertrug.

Kenn ich nicht, muss aber was anderes sein als deine Schaltung, denn in #855 hast du noch geschrieben:

Alle Nachteile ließen sich mit dem Coupled-Inductor-Amp beseitigen, der ja keinen LC-Tiefpass benötigt, welcher die Gegenkopplung verzögern könnte

Ich weiß also nicht, was da 1978 funktioniert hat, aber das muss mir mal einer erklären:

Also ich will eine Autobatterie laden, mit 10A. Dazu macht der PWM vor der Drossel irgend eine Rechteckspannung symmetrisch um 0, sagen wir + und – 30V, mit entsprechendem Tastverhältnis. Dadurch fließt durch die Spule ein Sägezahnförmiger Strom. Der steigt in der Zeit t1 von sagen wir 6 auf 14A, in t2 (t1>t2) fällt er wieder auf 6A. Es fließt also ein Gleichstrom von durchschnittlich 10A. Gut, die sind jetzt moduliert. Aber 6A fließen davon zumindest jederzeit. Das ganze kommt aber jetzt aus einem Trafo. Wie macht der Trafo das aber bitte? Nach meiner Meinung wird der Rechteck am Trafoausgang den Teufel tun, symmetrisch zwischen + und – 30V liegenzubleiben. Er wird sich einfach nach – verschieben, auf durchschnittlich 0V. Sonst könnte man ja Schaltnetzteile (mit Wandlern) ohne Diode(n) bauen, und würde dabei Verlustleistung sparen.

Wie ihr seht, erschließt sich mir dieses tolle Prinzip leider nicht.
@ Beobachter: Aber bitte, bau es auf und überzeug mich (oder dich). Aber so Sätze wie

In erster Linie überträgt der Trafo 400kHz. Die überlagerte NF zwingt nur dazu, einen etwas größeren Kern ( RM14 statt RM10 ) und zudem mit Luftspalt zu wählen, damit der Al-Wert nicht durch die "NF-Vorbelastung" in den Keller geht.

oder

Es ist letztlich die sehr geringe Windungszahl in Verbindung mit dem Luftspalt, was das ganze ermöglicht.

reichen mir nicht.

Gute Nacht
Tillg

Kommando zurück! - Ein push-pull-Wandler funktioniert hier nicht.

Bei einem maximalen Modulationsgrad von 50% beträgt das Verhältnis der Pulsdauer beider Halbwellen 1:3. Das bedeutet:

An dem "armen" MOSFET, der während der kürzeren Halbwelle ausgeschaltet ist, baut sich eine Spannung von 3*320V = 960V auf( Spannungsspitze durch Streuinduktivität noch nicht mitgerechnet ). Mit solchen Spannungen will ich nichts zu tun haben!

Bei einer Halbbrücke bleibt die primäre Schaltspannung unabhängig von der PWM-Modulation, aber zumindest bis zu einem Modulationsgrad von 50% bei der bisherigen Dimensionierung bei +-160V, ausreichende Ladekapazität vorrausgesetzt.

Einzige Alternative: Die 320V-Vollbrücke.

Vorteile:

Geringere Primärkapazität, kein kapazitiver Spannungsteiler, keine lastabhängige untere Grenzfrequenz

Nachteile:

4 MOSFETs, Treibertrafo mit insgesamt 5 Wicklungen nebst Beschaltung

Die Vorteile der Vollbrücke überwiegen. Es muß nur ein anderer Kern für den Treibertrafo gefunden werden, der nicht unbedingt größer als RM6, aber zumindest über 10 Anschlußbeinchen verfügen muß.

Noch ein Hinweis an Rumgucker:

Vielen Dank für die Blumen, aber ganz so universell wie von dir geschildert, ist der bisherige Wandler noch nicht. Bei 20Hz schafft er zwar die vollen 200WRMS, bei Dauergleichspannung aber nicht mal ein Watt, da der kapazitive Spannungsteiler ( C12/C13 ) dann aus der Mitte läuft.

Eine Vollbrücke unterliegt dieser Beschränkung jedoch nicht.

Die Idee mit dem Steckernetzteil war übrigens nicht schlecht. Wäre wohl das erste seiner Art mit Cinch-Eingang.

Bis später.

@ Beobachter

Darf ich fragen, wie hoch die Kosten für die Bearbeitung Deiner 2 Schalenkerne (Ausgangsspulen) waren?
Und wie groß sind jetzt letztendlich Windungszahl und Luftspalt?

Beobachter schrieb:

Vielen Dank für die Blumen, aber ganz so universell wie von dir geschildert, ist der bisherige Wandler noch nicht. Bei 20Hz schafft er zwar die vollen 200WRMS, bei Dauergleichspannung aber nicht mal ein Watt, da der kapazitive Spannungsteiler ( C12/C13 ) dann aus der Mitte läuft. Eine Vollbrücke unterliegt dieser Beschränkung jedoch nicht.

Also mit Vollbrücke keine untere Grenzfrequenz, somit Gleichspannung?

Dann schlage ich vorab doch mal folgenden Versuchsaufbau vor, bevor du aufwendige Layouts machst:

Nimm einen kleinen Trafo mit Luftspalt, lege primär ein Rechteck an, Tastverhältnis 2:1. Jetzt müsstest du sekundär (galvanisch getrennt versteht sich) über einen Integrator eine Gleichspannung messen können, so soll dein Prinzip nämlich funktionieren. Wenn das der Fall ist, dann lass es mich wissen. Dann geb’ ich meinen Beruf auf.

Übrigens:

Tillg schrieb:

Was willst du eigentlich für Transistoren nehmen. Wir haben so schon 325V plus eventueller Überspannung, die man einkalkulieren muss. Da wird es bei MOSFETS eng, wenn sie auch schnelles Abschalten (meine mit kurzer off Phase) noch aushalten sollen. Bei IRF sehe ich FET's bis 1000V.

Das war in #568.

Ich ziehe meine Nominierung von Beobachter für Stockholm wieder zurück!

Ohne Gleichrichter kein Gleichstrom (daher heißt das Teil vermutlich auch so).

@Tillg

Du kannst deinen Beruf vorerst behalten.

Ganz so einfach ist die Sache wohl doch nicht. Ich werde also zunächst den coupled-inductor-Amp aufbauen und dann mal überlegen, ob sich dieses Verfahren so umgestalten läßt, um das gewünschte Ziel zu erreichen.

Manchmal führt Wunschdenken eben zu groben Fehlern.

Und bis es soweit ist, widme ich mich mal wieder dem SODFA mit extra Netzteil. Ich weiß eh nicht, was ein coupled-inductor-Amp ist, das Internet gibt da nichts her.

sodfa-l4080_b.sch und sodfa-l4080_b.brd hab ich noch ein bisschen überarbeitet: GND und VA- sind jetzt 2 getrennte Netze, wenn auch mit dem gleichen Potential. Sie können wahlweise durch R47 oder R48 (0-Ohm-Brücke) direkt am Kühlkörper oder am Poweranschluss X1 miteinander verbunden werden. Das könnte von Vorteil sein, wenn man die z.B. mehrere Amps an einen gemeinsamen Kühlkörper (oder –Blech) schraubt, diesen vielleicht noch an’s Gehäuse schraubt und von dort aus einspeist. Als dritte Variante kann man die beiden Potentiale auch außerhalb der Platte an einem gemeinsamen Massepunkt miteinander verbinden.

C45 ist hinter R5/R6 verlegt, und alles nach Empfehlung von Beobachter dimensioniert.
Unter sodfa-l4080_b_sl.xls hab ich auch eine EXEL-Schaltteilliste eingestellt und versucht, schon mal Preise zu kalkulieren. Manche sind allerdings Staffelpreise ab 10 oder 100 Stück, weil’s die Dinger nicht einzeln dort gibt.
Auf diese Liste bitte ich, besonderes Augenmerk zu richten, ob es erstens die richtigen Bauteile sind, und ob es zweitens noch günstigere Bezugsmöglichkeiten gibt. Damit meine ich nicht die Wald- und Wiesesachen, die bekomme ich bei einem Bestücker, der sie mir von der Rolle abschneidet, für etwa diesen Preis.

Insgesamt kommen nur für die BE ohne Porto schon mal knapp 60€ pro Platte zusammen. Dafür bekommt man in der Tat schon einen ordentlichen DVD-Player oder Flachbettscanner.

Rumgucker schrieb:

Bis auf die verschwendungssüchtige Anzahl der Bauteile bist Du aufm richtigen Weg, Herr Konstrukteur. :hail

Wer immer jetzt damit gemeint war.
Wenn du irgendwo ein Einsparpotential siehst, lass es mich wissen.

Tillg

@Tillg

Sag bloß, Du hast meinen Thread "Coupled-Inductor-PWM-Amp" noch nicht gelesen.

Solltest Du unbedingt nachholen! Das Prinzip wurde 1978 am CALTEC entwickelt und ich habe das ganze mal mit modernen Bauteilen adaptiert.

Es ist der einzige bekannte PWM-Amp, der keinen LC-Filter am Ausgang benötigt, aber nachweislich funktioniert!

Ich hänge immer noch der doppelten Eintaktwandler-Schaltung mit Ausgangs-Dioden nach, die 0 Hz auch durch Trafos hindurch transportieren kann.

Was wäre, wenn wir die Dioden in Sperrichtung vorspannen würden?

Hier ein Vorschlag, wie es im Prinzip tatsächlich funktionieren könnte:

http://img166.echo.cx/img166/476/ci320ms73sp.jpg

Die dimensionierte Schaltung werde ich dann im Thread "Coupled-Inductor PWM-Amp" vorstellen.

Viel Spaß beim fröhlichen "Gehirnzellen-Massaker"!

Was für ein Wahnsinn, warum transformiert Ihr nicht gleich die NF hoch.
Die ganze Kiste besteht nur noch aus Trafos.

Wir nähern uns fraglos dem audiophilen paramagnetischen Vollverstärker.

@Ampericher

Was hast Du gegen Trafos?

Ich finde die Dinger klasse, solange es keine 10kg-Eisen(lamellen)klötze sind.

@rumgucker
es gibt tatsächlich einen "magnetischen verstärker", wohl der einzige verstärker, der als aktives verstärker-element ein passives bauteil benützt...
hatte ich mal probiert; dabei wird auf einem ringkern mit 2 wicklungen auf die eine ein kräftiger hf-träger gegeben, der den kern fast durchmagnetisiert, auf die andere das nf signal; der kern kommt jetzt im nf takt in die sättigung und das, was rauskommt ist ne art asymmetrische am-modulation, nach filter bleibt die verstärkte nf ... nett, gell?

@beobachter
die idee mit der 320v-brücke hatte ich auch, nur ohne trafo, für nen aktiven woofer, mit 1500W . werde ich demnächst versuchen...

Ich weiß, alfsch. Es gibt aber noch wesentlich mehr Verstärker mit "passiven" Bauelementen: dielektrische Verstärker, Varaktoren, Relais usw. Insofern mag ich diese Unterteilung passiv/aktiv auch nicht!

Jeder Verstärker braucht irgendeine Art von Hilfsenergie um eine kleine Steuerenergie in eine größere (in diesem Fall sogar audiophile) Ausgangsenergie umzuwandeln.

Das ist der verzweifelte Versuch des Beobachters, aus Idee „Netzteillos“ doch noch etwas zu machen. Aber es ist auf alle Fälle kein SODFA. Und dieses uralte völlig neue Prinzip muss erst mal beweisen, was es kann.
Ich bin mir außerdem nicht sicher, ob über die zusätzliche Trafokopplung (vergleiche Original in Thread Coupled-Inductor-PWM-Amp) nicht doch die „Gleichstromfähigkeit“ wieder zunichte gemacht wird. Schließlich gibt es im Original eine direkte Verbindung (GND).
Jedenfalls versucht Beobachter hier mit 5 Trafos, von denen einer genügen würde um ein schönes Schaltnetzteil nach seinem Strickmuster zu bauen, eben diesen einen einzusparen. Ich glaube, das wird sich so nicht durchsetzen. Man bedenke auch, das jeder dieser Trafos eine Netztrennung realisieren muss. Da muss man schon genau wissen, was man macht, und in Sachen Schutzgüte einige Erfahrung besitzen. Für DIY also überhaupt nicht zu empfehlen. Dazu kommt dann noch der vermutlich ungünstigere Koppelfaktor durch die Notwendigkeit der guten Isolierung.

Ich denke, wir sollten hier erst mal beim SODFA bleiben. Das andere hat ja seinen eigenen Thread (siehe oben).

Tillg

@ alle

Das habe ich als Fragment im Netz gefunden.
Da hat sich schon mal jemand Gedanken über eine,
Überallesgegenkopplung gemacht.

@Ampericher

Da hat wohl man jemand die Patentschrift WO 03/090343 A2 in die Finger bekommen und dann nach dem Einzeichnen von "C2" gemerkt, dass das ganze so nicht funktioniert.

@Tillg/Rumgucker

Die Idee mit dem coupled-inductor-Amp mit Potentialtrennung ist nur als Versuch meinerseits zu werten, die Zeit zu überbrücken, bis ich mit meinen praktischen SODFA-Versuchen weitermachen kann. Auch werde ich mich zuerst praktisch mit dem coupled-inductor-Amp ohne Potentialtrennung beschäftigen.

Darüber hinaus ist es wahrscheinlich insgesamt einfacher, billiger und auch sicherer, einen PWM-Verstärker mit ganz normalem SNT zur Netztrennung zu bauen.

Wegen dem pic von @Ampericher ...
Das Schaltbild dokumentiert warscheinlich den 1 000 000sten Versuch, doch noch zusammenzubringen, was "normaler Weise" zusammengehört ... ? Schon beim Zeichnen ist dem Attempt dann wohl aufgegeangen, daß es aus der Vergangenheit einfach kein Weg mehr in die Gegenwart gibt.

Es geht einfach nicht per direkter GK hinter der Spule, der halbherzige Versuch, über R29/C1ein bischen phasenkonstante kompensatorische Voreilung zu ergattern ändert auch nichts daran, daß L/Tiefpass, C/TP, RLast plus Modulationsgrad die Phase am Knoten für die GK-Abnahme aus den genannten Gründen vielschichtig und permanent drehen, so daß auch dieses Korrekturglied sinnfrei geblieben wäre.

Dabei sieht es doch schon so aus, daß man sich GK wünscht ? ...

Was ich gerne mal fragen möchte: existieren hier im Threath Oszidiagramme, die das zeitliche Geschehen im Gedärm eines lebenden Sodfa (oder einer seiner Brüder im Geiste) dokumentieren können - sagen wir mal bei 20...25Veff bei einem Lastwechsel von ... 8 auf 4 Ohm ? Direkt am Filtereingang ?
Die Simu von @Beobachter mit den Dachschrägen der Trägerwelle hat mich etwas rumgeruckt - immerhin sind das lineare, verlustbehaftete Bereiche für die Mosfets ... und die Vermutung wurde geäußert, daß darin womöglich die besonderen klanglichen Vorzüge von PWM liegen könnten. Leider war das nur ein Auschnitt von ungefähr einer Periode der Modulationsfrequenz, da ich gern mehr davon sehen wollte, fing ich selbst an zu simulieren.

Daher erst einmal meine Frage ...

Grüße

Apropos Gegentakt, beim Gegentakt ist eine Hälefte niemals, wie die andere Hälefte.

Ist an der Frage etwas außergewöhnliches ? Oder sind dafür die praktischen Resultate etwas zu außergewöhnlich ?
Daher nochmals die Bitte, der Wunsch ... nach ein paar relevanten Kurven, um die Frage, zu klären, ob die Außergewöhnlichkeit der Simulationsergebnisse (das kann ich für mich so behaupten) mit denen in der Praxis konform gehen.
Danke. Man revanchiert sich ja auch gerne.

Grüße

Zur Feier des Feiertages habe ich mal ein einfaches Layout für einen ganz und gar schnörkellosen SODFA entworfen. Da alle nur noch fröhlich Vollbrücken bauen, sollte die Halbbrücke doch auch mal gebaut werden:

http://img225.echo.cx/img225/2485/ultiboard7sodfa013gd.jpg

@ Beobachter

Angesichts der Feierlichkeiten des heutigen Tages solltest Du Dir als Vater des SODFA heute einen hinter die Binde gießen, und das ganze Gesockse, oder wie die heißen, hier im Thread vergessen, mich eingeschlossen.

Hier ist der dazugehörige Schaltplan:

http://img217.echo.cx/img217/4466/sodfa01ms75vy.jpg

Das Tastlücken-Gefummel kann man sich sparen, ebenso irgendwelche rumblinkenden LEDs. Für die Stromversorgung habe ich ja bereits ein passendes SNT vorgestellt - Layout dafür ist in Arbeit.

Für den Fühlerwiderstand der Strombegrenzung hatte ich zunächst einen 0R005_2010 vorgesehen, mich aber dann für 3cm (Minus-)Leiterbahn entschlossen. Das ist erstens einfacher und hat den Vorteil, dass der Kupferwiderstand bei Temperaturerhöhung ansteigt ( ca. um 27% von 20° auf 90° ), sodass sich ein noch besserer Schutz der MOSFETs ergibt.

@ alle

Hat jemand ne Idee, wie ich einen regelbaren Tiefpass,
40-180Hz,+Phasenregler,
bauen kann, der bei 24db/Okt, mit einem Poti auskommt?

Hallo Udo,

Angesichts der Feierlichkeiten des heutigen Tages solltest Du Dir als Vater des SODFA heute einen hinter die Binde gießen, und das ganze Gesockse, oder wie die heißen, hier im Thread vergessen, mich eingeschlossen.

Sicher, der Tag hat etwas für sich. Dennoch ist Deine Aussage auf "Gesocks" hoffentlich nicht als solches zu verstehen. Es gibt nämlich auch Leute, die solche Dinge hier und die Pläne habe ich gesehen, obwohl mir persönlich die Materie zu kompliziert ist, verstehen und gebaut haben. Von daher wäre eine Abwertung sicherlich nicht ganz angebracht.
Es ist ohne Zweifel sehr interessant und ungemein lehrreich hier zu lesen. Auch ist eine Würdigung der erbrachten Leistungen angebracht aber dennoch, bitte keine Denunzierungen anderen gegenüber.
Sollte Deine Aussage von mir als Moderation und nur deshalb schreib ich das hier, falsch verstanden sein, dann bitte ich um Nachsicht oder eine kleine Entschärfung Deinerseits.

Hochachtungsvoll - Henry

Er meints nicht so, Henry. Ampericher hat seinen SODFA erfolgreich zusammengeschraubt. Auch der Klang ist besser geworden, seitdem er seinen Alk-Pegel konstant hält. Leider musste unter diesem Pegel seine Ausdrucksweise etwas leiden. Sie ist "rustikaler" geworden.

@ Beobachter

Zuerst mal, ehe ich’s vergesse:
Deinen Begrenzer musst du schon von hinterm Tiefpass ansteuern. Mit der Schaltspannung wird er wohl eher immer begrenzen.
Der Überstromschutz überzeugt mich auch nicht wirklich. Wenn der Kurzschluss, gegen den er ja gemacht ist, in der positiven NF-Halbwelle zuschlägt, ist nur der T3 am ackern, und U4 merkt den Kurzschluss überhaupt nicht. Und das kann 25ms so gehen.
Ansonsten zeigst du uns hier nichts neues. Nachdem du uns (oder zumindest mich) in langer mühevoller Kleinarbeit von der Vollbrücke überzeugt hast, versuchst du uns jetzt wieder 5 Betriebsspannungen einzureden. Und die blinkenden LED’s nebst zugehörigem „Hühnerfutter“ kann man ja getrost weglassen.

Und seit wann macht man denn zuerst das Layout und dann die Schaltung dazu?

Ansonsten allerseits!