Audiophiler Class-D Verstärker

@ SpeedePWM

Welche Spulen hast Du verwendet?

@Ampericher

T184-2 / 1.0 mm2 / 30 Turn = 21u6
mit Kondensator 1.36 uF (2 x 0.68uF parallel)

Prinzipiell ähnliches Verhalten sieht man auch mit kleineren Kondensatorwerten.


@alle
Hat jemand Messwerte zum Frequenzgang, die das bestätigen oder widerlegen?

Gruss
Speedy_PWM

@Speedy_PWM

Die Überhöhung im Frequenzgang ist kein prinzipielles SODFA-Problem, sondern ein Dimensionierungsproblem, also Fehlanpassung des LC-Filters an den Lautsprecher. Im Vergleich z.B. zum LC-Filter des IRF-Hysteresewandlers ( 18.5uH / 470nF ) hat dein LC-Filter eine niedrigere Grenzfrequenz, aber durch das andere Verhältnis von L zu C auch einen deutlich höheren Q-Faktor, was zu der Überhöhung im Frequenzgang führt.

Je höher man die Grenzfrequenz des LC-Filters wählt, desto unabhängiger wird der Frequenzgang im Audiobereich gegenüber verschiedenen LS-Impedanzen, dafür steigt proportional zur Grenzfrequenz der Störgrad.

Legt man die Grenzfrequenz etwas tiefer, sinkt der Störgrad, aber es ist dann eine Anpassung des Verhältnisses von L zu C an den jeweiligen LS erforderlich.

Wie bereits in diesem Thread erörtert, schränkt das natürlich die Universalität nicht nur eines SODFA, sondern auch aller anderen PWM-Prinzipien ohne post-filter-feedback ein.

Als Selbstbauer hat man jedoch immer die Möglichkeit, den LC-Filter seinem Lautsprecher anzupassen. Für die kommerzielle Anwendung eines SODFA wäre es sinnvoll, den LC-Filter für verschiedene LS-Impedanzen umschaltbar zu machen, wenn er nicht in einer Aktivbox zum Einsatz kommt, wo der LC-Filter ja schon bei der Produktion auf den LS abgestimmt werden kann.

Du solltest entweder bei L=22uH deinen C auf 220n//330n=550n verkleinern, oder bei L=30uH den C auf 470n//330n=800n verkleinern.

In beiden Fällen dürfte der Buckel verschwinden, im zweiten Fall ist die Grenzfrequenz relativ gering, was je nach tatsächlicher LS-Impedanz bereits einen leichten Abfall bei 20kHz verursachen kann.

Bei Deiner "Ultra-High-Voltage"-Applikation solltest Du aber die Grenzfrequenz so niedrig wie möglich ansetzen, um den HF-Output zu minimieren. Das hast Du ja auch getan, aber mit einem L zu C -Verhältnis, das eher für eine Impedanz von 2Ohm geeignet wäre.

@tiki

Ich würde mich auch nicht gerade als den absoluten Profi in der Regelungstechnik bezeichnen, habe aber die Erfahrung gemacht, dass verzögernde, bzw. integrierende Elemente in Rückkopplungsschleifen stets Probleme verursachen, die man zwar meßtechnisch durch geeignete Kompensationsnetzwerke in den Griff bekommen kann, aber kaum in klanglicher Hinsicht.

Der SODFA gefällt mir deshalb, weil er eben eine absolut lineare Übertragungsfunktion aufweist, ohne eine linearisierende Über-Alles-Gegenkopplung bemühen zu müssen.
Nachteilig ist dabei natürlich wieder genau der Zusammenhang, den ich in der vorherigen Antwort an Speedy_PWM beschrieben habe.

Alle Nachteile ließen sich mit dem Coupled-Inductor-Amp beseitigen, der ja keinen LC-Tiefpass benötigt, welcher die Gegenkopplung verzögern könnte. Deshalb werde ich mich im Anschluß an mein SODFA-Projekt damit praktisch beschäftigen.

Falls Ihr noch Alternativen für Alu/Kupfer für die Kühlung sucht, z.B. massives Material:
Dieser Shop hier (klick) ist ganz gut geeignet,
sich verschiedenes Material auch in geringen Massen/Mengen zu besorgen.

]-audiofisk°<

OFFTOPIC!!
@tiki
antwort auf #799

sorry für meine späte antwort...aber wir sind eine woche vor einer aufführung mit 80 kids und 90 mann schulchor...ich bin ziemlich groggy und habe grad nicht viel zeit.

ich habe aber mal meine links durchforstet.die einfachste möglichkeit der lautstärkeregelung für die dcx2496 ist dieses 6 fach poti zu haben bei www.conrad.de
artnr.: 442068-07 15.-
da meine saba´greencone/airmotion Dáppolito auf 95 db/1watt kommt reicht mir das.
soweit ich richtig gelesen habe gleichlauf 2db,nicht toll aber das thel 6fach liegt bei 1db und kostet etliches mehr.
thel(52.-) hier:
http://www.thel-audioworld.de/bauteile/regler/Potis.htm

conrad erwähnt hier:
http://www.audioavid...a6573b28b3f854ac137e

ein anderes projekt hier:
http://home.comcast.net/~dreite/preamp/volume_control.htm

und dann gabe es noch das schuro poti basierend auf dem
burr brown pga2310
die wahrscheinlich teuerste aber flexibelste lösung.
findest du hier

http://www.schuro.de/preisl-vc.htm

ich hoffe was brauchbares für dich dabei??
btw:
wie sind denn erfahrungsgemäß deine ucd´s.nimmst du die nur im bass oder auch mitten und oder höhen?
thx
was deine probestunde angeht...ich wohne knapp 30 kilometer östlich von frankfurt am main....das dürfte für dich zu weit sein von dresden...nitt waaah?
ansonsten solltest du hier rumgurken ...no prob...
cu all
mathias

@beobachter und andere...

nur eine quickie noch...wie hoch schätzt du in etwa die kosten für ein fertiges monomodul pi mal daumen a la high tech fuddelei
thx
mathias

@Beobachter

Danke für die Hinweise. Ich werde die Variante 30uH und 0.8uF testen.

Bezüglich der von mir aufgelisteten Klirrwerte. Kann die Erhöhung bei Frequenzen 5kHz und höher Ursache eines noch nicht optimalen Design (z.B. Totzeit, obschon ja der SODFA darin eher unempfindlich sein soll) oder liegt hier das Problem eher bei einem noch nicht guten Layout?

Macht es Sinn die Rückkopplungsspannung von den Endstufentransistoren zuerst auf ein R-C Glied von z.B. 1K - 220pF wie im IRF Design beschrieben und dann mit dem berechneten Rückkopplungswiderstand auf den Integrator Eingang zu geben. Nach Literatur soll dann der Integrator noch "sauberer" arbeiten.

@Speedy_PWM

Zeig doch mal deinen Schaltplan. Dann kann man vielleicht herausfinden, was die Ursache für die Verzerrungen ist.

@ SpeedyPWM

Mich würde interessieren, wie das Ausgangssignal des Integrator Deiner Schaltung, ohne NF-Modulation aussieht.

Hallo @ all,

habe SODFA-LTNF jetzt mal geruotet. Nicht ohne noch einiges an der Schaltung zu ändern:

Eingang:
„Das Filtergedöns am Eingang“ habe ich nur um den Kondensator zwischen den Eingängen erleichtert. Ein Tiefpass mit ca. 1MHz Fg bleibt zur HF-Unterdrückung und vor allem zum Schutz des OPV gegen statische Ladungen.

MOS-Treiber:
Am HIP4080 habe ich VDD und VCC voneinander getrennt, sowie das GND an VSS gegen AGND abgeblockt.

Schutzschaltungen:
Bei der Pegelbegrenzung und Überstromabschaltung bin ich im wesentlichen bei meiner Variante, von Rumgucker als „Bauteilgrab“ beschrieben, geblieben. Die Abschaltung der Schaltstufe nur durch HEN dürfte zwar in Ordnung gehen, weil der Komparator bei starker Aussteuerung nach Entladung der LC-Tiefpass-Induktivitäten durch das Eingangssignal über den Integrator in die „richtige“ Richtung gekippt wird, um den Verstärker aber vor dem Widereinschalten über den LDR-Koppler stumm zu schalten, muss das Abschaltsignal allerdings ohnehin noch einmal invertiert werden. Und dann kann man auch DIS zum abschalten benutzen. Außerdem kann man für T5 auf einen Leistungstransistor verzichten und der Schaltung mit C33 eine Mitkopplung verpassen (im letzten Entwurf irrtümlich mit einem Widerstand), die dafür sorgt, dass der C32 für die Zeitkonstante der Abschaltung auch richtig entladen wird.
Diese Konstellation macht auch einen etwas erhöhten Aufwand bei der Anzeige der Pegelbegrenzung erforderlich, schon um beide externen Anzeige-LED’s nach GND zu betreiben.
12V Versorgung:
Vor dem 2. Siebglied sind die +12V herausgeführt. Das ermöglicht die Versorgung von Außen wenn IC6 weggelassen wird (z.B. bei Betriebsspannungen >60V nötig), oder die Versorgung weiterer Verstärker oder anderer externer Baugruppen durch die Schaltung.

Layout:
Ich gehe bei DIY von Handbestückung aus. Deshalb sind SMD’s auf beiden Seiten durchaus angebracht. Die LP-Größe beträgt damit 60*75mm. Leiterbreite und –Abstand betragen min. moderate 10mil (0,25mm), für Selbstherstellung allerdings damit kaum noch geeignet. Bei den Signalleitungen die höhere Spannungen führen habe ich die Abstände auf 20mil erhöht. Der Schwierigkeitsgrad beim Löten wird durch SOT23-5 bestimmt. Die Bottom-Seiten in den folgenden Bildern sind jeweils von oben, also spiegelverkehrt dargestellt.

Top / Bottom-Layer:

Das GND-Signal ist in 2 getrennte Flächen geteilt, die nur in einem Punkt, am Betriebsspannungseingang, miteinander verbunden sind. Die graue Fläche ist GND für die Schaltstufen einschließlich Treiber und Schutzschaltungen. GND für den „analogen“ Schaltungsteil ist blau dargestellt. AGND = lila, VA = hellrot.
Top / Bottom Bestückung:


EAGEL 4.13 Files zum downloaden (rechte Mousetaste benutzen, sonst will Windows irgendwas installieren):

sodfa-l4080.sch
sodfa-l4080.brd

Als Kühlkorper eignet sich ein PR 234 – Profil von Alutronic.

So, jetzt bitte ich um Rückmeldung, insbesondere falls jemand einen Fehler findet. Schaltplan und Layout sind aber mit Sicherheit identisch. Die Packages habe ich mit größter Sorgfalt kreiert, die meisten haben sich bereits in praktischen Schaltungen bewährt.

Gruß Tillg

EAGLE – download bei http://www.Cadsoft.de (sehr einfach zu bedienen!)

Schönes Betthupferl!
Gratuliere zu dem hübschen Layout! So späte kann ich kaum noch nach Fehlern suchen, mache selbst mehr. Den C zur Unterdrückung von Gegentakt-HF könntest Du ruhig drinlassen, ist gut gegen TIMD.
Wo in GND-Leitungen und -flächen insbesondere HF-Strom fließt, donnere noch ein paar Vias rein, hier gilt: viel hilft viel. Viele Vias halten die parasitären Induktivitäten und Widerstände niedrig. Selbst wenn Du selbst bohren mußt! Guck mal auf eine Handy-Leiterplatte.
Wunderbar klein geworden!
Gute Nacht, Timo

Fleißig, fleißig, und insgesamt ganz gut, wenn auch unter völliger Missachtung aller Regeln für eine Serienfertigung.

Aber das ist für den Selbstbau ja auch egal, also bitte diese Äußerung nicht auf die Goldwaage legen.

Einziger Schwachpunkt ist vielleicht die Anordnung der MOSFETs. Die Reihenfolge, wie sie der HIP4080 vorgibt, ist in jedem Fall optimal, also besser ein Paar umdrehen. Dazu entweder die Drosseln um 90 Grad drehen und den 1000/63 in die Mitte, oder mit 2x 470/63 arbeiten.

Das ganze ist bei dieser Schaltung aber wahrscheinlich nicht so kritisch, wie bei meinem ersten Versuchsaufbau, da der HIP4080 ja im Gegensatz zu meiner ersten Schaltung eine Trennung zwischen Signal- und Leistungsmasse erlaubt.

@ Timo:
Klär mich mal auf, was TIMD ist.
Ich denke, man macht lieber C3 und C4 größer und bedämpft damit den Gleichtakt mehr als den Gegentakt, als extra nur das Nutzsignal zu bedämpfen.
GND nutzlos zu durchlöchern macht auch keinen Sinn. Ich hatte bis dato keine Vias, über die wirklich großer HF-Strom fließen soll. Aber gut, einige Vias habe ich noch zugelegt.

@ Beobachter:
Transistoren tauschen ist eine gute Idee, zumindest was deren Ansteuerung betrifft. Leider kreuzen sich bei T3 dadurch sie Signale für Source und Drain, aber ich denke, das habe ich einigermaßen gelöst. Mit vielen Vias übrigens.
Den Elko in die Mitte währe eine riesen Umräumaktion, bei der am Ende wahrscheinlich irgendwas anderes auf der Strecke bleibt. Ich denke ich habe genügend Kupfer zwischen dem Elko und den Transistoren, es geht hier nicht um Gigaherzen. Für die hab ich schließlich noch C24 und C25.
Serienfertigung überlasse ich dir. Und wieso willst du dabei aber die SMD’s auf die „Bestückungsseite“ legen? Ich denke, die gehören dann eher alle auf die „Lötseite“.

Und apropos Handy-Leiterplatte, da sind schon lange nicht mehr alle BE auf einer Seite. Wie sollte das auch gehen.


Die überarbeiteten EAGLE-Dateien habe ich wieder hier eingestellt:
sodfa-l4080.sch
sodfa-l4080.brd
Ich hoffe, dass niemand auf GIF-Dateien besteht, es macht ein Haufen Arbeit und man kann sie sowieso nur angucken. Auch wenn Beobachter kein EAGLE mag, es ist aber der kleinste gemeinsame Nenner. Und es nimmt wirklich wenig Platz auf der Platte weg.

Die LP ist vielleicht nicht serientauglich, sie ist aber auch nicht gerade ein Labormuster zum umfangreichen experimentieren geworden. Lediglich an R21/R22 kommt man noch gut ran, um mit der Totzeit zu experimentieren. Der Ausgangstiefpass ist gut änderbar und an C13/C24 (Integrator) kommt man gerade noch heran, wenn man zunächst einen Ersatzkühlkörper nimmt. Da es aber eine Kostenfrage ist wie oft man eine neue Leiterplatte machen lässt, habe ich Wert darauf gelegt, dass sie gleich endprodukttauglich ist. Es ist bei mir schließlich nur Hobby.
Ich denke, wenn nicht noch ein grober Fehler in der Schaltung ist wird die Platte auf jeden Fall funktionieren und einen brauchbaren Verstärker abgeben, auch wenn sie vielleicht nicht den allerletzten audiophilen Ansprüchen genügen sollte. Da ich sowieso weder geeignete Messtechnik für Audiozwecke noch die ultimativen Boxen und das absolute Gehör habe, währe ich interessiert, wenn gleich einige Leute mitbauen.
Die Löcher will ich auf keinen Fall selber bohren, und ätzen schon gar nicht. Der Preis pro LP hängt natürlich von Stückzahl und Größe ab. Bei 8 Stück kommt man auf ca. 29€ pro Platte + Porto, bei 24 Stück schon auf 12€.

Melden!
Tillg

Übrigens @ alle EAGLE-Neulinge:
RAT<ENTER> eingeben macht die Kupferflächen sichtbar.
Mit DIS kann man auswählen, was man sehen möchte.
Zoomen: Maus drauf und einfach am Rad drehen.
Mit SHO kann man einzelne Signale per Mausklick hervorheben.

Und @ alle EAGLE-Experten:

Die zwei Fehler, die DRC anzeigt, beziehen sich auf den 20mil-Abstand, der für die Netzklasse „high“ eingestellt ist. Nach meiner letzten Änderung (eben hochgeladen) beträgt hier der Abstand 15mil und ist damit auch ausreichend.

Klär mich mal auf, was TIMD ist.

Transient InterModulation Distortion. Transiente Vorgänge oder eben HF-Sachen führen zu Intermodulation wegen der nicht für die HF ausreichenden Flankensteilheit -> nichtlineare Kennlinie.

Ich denke, man macht lieber C3 und C4 größer und bedämpft damit den Gleichtakt mehr als den Gegentakt, als extra nur das Nutzsignal zu bedämpfen.

"Meistea, ich würd dat lassen!" Siehe vorn.

GND nutzlos zu durchlöchern macht auch keinen Sinn.

Doch, wenn es denn nicht an "nutzlosen" Stellen ist.

Aber gut, einige Vias habe ich noch zugelegt.

Freut mich!

Ich denke ich habe genügend Kupfer zwischen dem Elko und den Transistoren, es geht hier nicht um Gigaherzen.

Wieder doch, siehe Flankensteilheit!

Und apropos Handy-Leiterplatte, da sind schon lange nicht mehr alle BE auf einer Seite. Wie sollte das auch gehen.

Es ging auch um die Anzahl und Anordnung von "nutzlosen" Vias. Mensch, die perforieren doch nicht, damit es wie bei unserem früheren Klopapier an eben jener Stelle _nicht_ reißt!

Gruß, Timo

@ TIMDO:

Ja dann müsste der C doch aber hinter R5/6 und nicht davor?
Und die C3 und C4 tun es doch auch über AGND. Dann sollte man die doch größer machen. Den Gleichtakt damit stärker zu bedämpfen kann doch nicht schaden?

Über die Vias sind wir uns glaub ich einig.

Und ja, es geht um Gigaherzen, aber ich meinte das dafür doch der Elko nicht zuständig ist.
Es gibt immer noch C24 und C25, und die Distanz zwischen Elko+ und T3-Drain beträgt ca. 55mm, die Breite dieser „Leiterbahn“ ist durchschnittlich so um 10mm. Meinst du, hier besteht tatsächlich Handlungsbedarf was die Position des Elkos betrifft?

Tillg

Für "normale" Leiterzüge ist mir noch die Faustformel 7nH/cm im Schädel. u=-L*di/dt u=-(7nH*5.5cm)*5A/10ns macht ca. -20V! Noch Fragen? Also einen induktionsarmen C, z.B. 0612 oder mehrere 1206 parallel direkt an die, die Betriebsspannung führenden, Beine der Fets (wo sie auf die LP treffen), parallel dazu in nächster Nähe größere Elkos 100-1000µF. So haben es die Fans aus dem diyForum empfohlen und gemacht.

Die NF/HF-Quelle hat ja auch eine Quellimpedanz, deshalb wird der Gegentakt-C auch ohne extra Vorwiderstände schon Wirkung zeigen. Das Wertverhältnis von ca 10/1 habe ich als Empfehlung irgendwo gelesen, ist schon etwas her. Wenn man das Verhältnis außer Acht ließe und die Cs nach maximaler (NF-)Eingangsbandbreite aussucht, wird es natürlich irgendwann sinnlos, zwei Cs einzubauen. Maximale (HF-)Störungsunterdrückung schafft man eben nur mit größtmöglicher Nutzsignal-Bandbreitenbegrenzung. Wieviel braucht der Mensch? Weiß ich, ehrlich gesagt, auch nicht.

Gruß, Timo

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Bieber Industrievertretung für Ferroxcube.
Das Produkt ist neu auf dem deutschen Markt.

Hier ist noch ein Kernhersteller: http://www.fair-rite.com/fr_catalog-14thed_rev3.pdf.

So, jetzt hab ich den Elko in der Mitte. Die LP ist jetzt 10mm länger, also 60*85mm. Preis bleibt der Gleiche. Dafür hab ich ihr noch 2 Löcher zum Anschrauben spendiert, die für den Kühler kann man auch benutzen, mit i-a-Abstandssäulen. Der Rand (Kupfer zu Kante) ist jetzt auch etwas breiter. C24 und C25 sind jetzt 1210, wenngleich ich noch nicht weiß, wo es die gibt (paar 100nF und 100 oder 63V).

sodfa-l4080_b.sch
sodfa-l4080_b.brd

Tillg

PS
Hab auch wieder ein C über dem Eingang. Kann man ja probieren.

Es hält mich jetzt nicht mehr auf dem Hocker, es muss heraus:
Hut ab vor allen "Aktiven" bei diesem Projekt.Ich finde das ist einmalig und ich mich vor eurem Einsatz.
Ich war schon versucht einen eigenen "Lobhudelei Thread" aufzumachen, habe aber eingesehen, daß dies der Sache auch nur ungenügend gerecht würde.
Bitte, bitte macht weiter!
Ich fiebere schon dem Tag entgegen, wo es heißt:
D a s isses jetzt erstmal!

Eure "Entwicklungswut" mit großem Interesse weiterverfolgend

Lenz

Ich möchte es nicht unbedingt verantworten, dass der fleißige Tillg sein Layout nochmal ändert, aber ich wollte die folgende Strombegrenzungsschaltung nicht vorenthalten. Sie kann überall dort eingesetzt werden, wo es auf Präzision und möglichst geringen Leistungsverlust ankommt:

http://img195.echo.cx/img195/5549/ilimms72kd.jpg

Kernstück ist der LMC7101 im platzsparenden SOT23-5, der speziell für diesen Anwendungsfall entwickelt wurde. Die Schaltung stammt von mir und ich habe sie bei anderen Verstärkerschaltungen schon vielfach eingesetzt.

Die Version hier ist für den aktuellen SODFA4080 dimensioniert. Als Fühlerwiderstand dient ein SMD-R mit nur 5Milliohm in der Bauform 2010 ( 5.08mm x 2.54mm ), der für seine Größe sagenhafte 14A verträgt ( notfalls sogar auf Dauer! ). Der maximale Spannungsverlust beträgt also gerade mal 70mV und die max. Verlustleistung 1W ( gegenüber fast 10W bei der "Simpelbegrenzung" mit einem Transistor.

Der LMC7101 hat rail-to-rail Eingänge und einen ebensolchen Ausgang, max. Eingangsoffset 110uV, Eingangswiderstand >1TOhm und einen Ruhestrom von nur 0.5mA. Er ist daher ideal geeignet, sehr kleine Spannungen direkt an seiner Betriebsspannungsgrenze noch präzise zu vergleichen.

Für den 0R005 müssen spezielle Pads gezeichnet werden, wie auf dem Plan gezeigt, damit die Strommessung nicht verfälscht wird.

@Beobachter:

Bei 150W PA und 90% Wirkungsgrad fließt ein Effektivstrom von ca. 3A. Das macht an 50mOhm ein knappes halbes Watt. Da sehe ich keinen dringenden Handlungsbedarf. Die Schaltung soll wirklich nur zum Schutz vor richtig sattem Kurzschluss sein. Dann ist der R zwar total überlastet, aber nur kurz. An dieser Stelle bin ich Kompromissbereit.

Deine Schaltung würde ich eher in die Minusleitung legen, also den Elko nicht auf GND. Die 70mV (und man könnte es noch kleiner machen), die dann an der Gatespannung fehlen, spielen keine Rolle mehr. Daran hab ich auch schon gedacht, hier mit einem OPV zu messen. Den könnte man wie alle anderen versorgen, und man bräuchte auch keine Transistoren danach. Sogar den gewünschten Schaltpegel könnte man auswählen.

Tillg

Zu einem Thema, das bisher etwas vernachlässigt wurde:

Die genaue Dimensionierung des LC-Ausgangsfilters.

Meistens sieht man einfach nach, wie andere den Filter dimensionieren - ein weit verbreitetes Verfahren zur Fehlermultiplikation.

Wie bereits gesagt, je höher man die Filterfrequenz wählt, desto unempfindlicher wird der Frequenzgang im oberen Audiobereich gegenüber verschiedenen LS-Impedanzen, aber dann steigt der 400kHz-Ripple ( wir gehen mal von dieser Schaltfrequenz aus ) auf der analogen Ausgangsspannung:

fo = 30kHz > -44.8dB
fo = 40kHz > -39.9dB
fo = 50kHz > -36.0dB

Das sind die theoretischen Werte mit einem idealen 12dB-Tiefpass, der ja nicht existiert. Die Berechnung lautet:

Pegel_f2(f1) = -12dB / log2 * log( f2 / f1 ) mit f1 = Filterfrequenz und f2 = Taktfrequenz ( hier 400kHz )

Der tatsächliche Wert für einen Butterworth-Tiefpass mit fo = 50kHz liegt bei -34.5dB, die Abweichung ist also nicht dramatisch ( aber umso größer, je enger f1 und f2 beieinander liegen ).

Viel dramatischer kann es dagegen sein, wenn der LC-Filter falsch an den LS angepaßt ist. Zunächst mal zeigen die Werte oben, dass sich ein abgestimmter 30kHz-Tiefpass gegenüber einem "universellen" 50kHz-Tiefpass lohnt.

Um die gleiche Unterdrückung wie bei einem abgestimmten 30kHz-Filter zu erreichen, müßte mit 50kHz-Filter die Taktfrequenz auf 670kHz gesetzt werden!

Generell gilt: Das Produkt aus L und C bestimmt die Filterfrequenz, das Verhältnis von L / C bestimmt die Filtergüte ( Q - Faktor ).

Genauer:

fo = 1 / ( 2 * Pi * SqR( L * C ))
Q = R / SqR( L / C ) mit R = R_Lautsprecher ( hier bei 20kHz )

Jetzt könnte man meinen, dass bei fo = 30kHz auf jeden Fall bereits ein Pegelabfall bei 20kHz entsteht.

Das ist falsch.

Es muß nur der Q-Faktor angepaßt werden. Optimale Werte:

fo = 50kHz > Q = 0.71
fo = 40kHz > Q = 0.75
fo = 30kHz > Q = 0.80

In allen drei Fällen gibt es absolut keinen Pegelabfall ( und auch keine Überhöhung ) um 20kHz.

Ist Q zu niedrig, gibt es einen Pegelabfall bei 20kHz, ist Q zu hoch, gibt es eine Überhöhung.

Viel Spaß beim Rechnen!

Da erhebt sich für mich gleich die Frage: Wer ist in der Vollbrücke L, C und R_L?
Bisher habe ich auch nur deine Schaltungen nebst Werten kritiklos übernommen und nur ganz am Rande drüber nachgedacht.
Da sind also jetzt 2*10µH, 470nF dazwischen und noch je 150nF gegen GND. Wo ist jetzt DER Tiefpass?
Müsste man nicht den ganzen Filter als 2 Teile betrachten? In der Mitte des Ganzen liegt virtuell GND?
Also 2 Tiefpässe mit L=10µH, C besteht aus ½ von 470nF || zu 150nF, R_L = halbe LS-Impedanz. Dann ist pro Tiefpass fo = 1/(2*Pi*SQR(10µH*(235nF+150nF))) = 81kHz. Und das liegt ja wohl ein ganzes Stück zu hoch.

Also eh’ mir das nicht klar geworden ist brauch ich wohl gar nicht weiterrechnen.

Das Layout habe ich noch ein bisschen überarbeitet und an gleicher Stelle neu hochgeladen.
sodfa-l4080_b.sch
sodfa-l4080_b.brd

Tillg

PS:
Woher nimmst du die optimalen Werte für Q?

Zur Strombegrenzung:
Führt man zwei zusätzliche Widerstandsspannungsteiler vor und nach dem Fühler-Shunt zur negativen Betriebsspannung, oder besser, nach Masse ein, kann man wegen der proportionalen Herabsetzung der CM-Spannung nahezu jeden OPA mit einigermaßen niedrigen IB und Uoffset einsetzen. So wird zwar das gemessene I*R etwas geringer, das ist aber einfach mit der Verstärkung auszugleichen. Wenn man es besonders gut machen will, ersetzt man die unteren Spannungsteiler-Rs durch Stromspeigel, dann bleibt auch der I*R am Shunt erhalten. Die oberen Spannungsteilerwiederstände bei "etwas schnelleren Anwendungen" noch mit Cs überbrücken.
Ich würde sicherheitshalber auch lieber die garantierten Werte aus dem Datenblatt zur Dimensionierung einsetzen, die fehlen z.B. bei der Offsetspannung bei 15V UB, ansonsten sind sie gar nicht mehr so schön niedrig.
Zum Standard-OPA (für Meßtechnik-Sachen) ist bei mir der AD822 avanciert, zwar sauteuer und nicht einzeln oder in SOT23 zu haben, aber in der Kombination seiner Eigenschaften kaum von anderen Typen erreicht.
Von mir auch ein: Mann seid Ihr fleißig - Hut ab!
Gruß, Timo

In der Minusleitung (zwischen GND und Elko) würde die Messung per OPV Sinn machen, weil sie dort vieles einsparen würde. Andererseits sieht sie dann nur den Kurzschluss oder die erhebliche Überlastung zwischen den beiden Ausgängen oder von da nach +Ub. Ein Kurzschluss nach Masse (Gehäuse) ist aber immerhin auch möglich, und dessen Strom fließt dann nicht über den (oder das?) Shunt.
Bei Messung in der +Leitung wird nur ein Kurzschluss vom Ausgang nach +Ub nicht erfasst, aber der dürfte auch nur auf besondere Blödheit beim Aufbau zurückzuführen sein. Bei Beobachters Vorschlag ist der OPV nur zusätzlich drin, zu allem, was jetzt schon da ist.
Timo’s Vorschlag find’ ich da schon besser, aber insgesamt für den SODFA-LTNF nicht nötig. Wir könnten noch jahrelang weiter verschlimmbessern. Rumgucker wird bestimmt schon unruhig (sagt aber nichts). Er wollte es ja „setzen lassen“.
In #876 hab ich mich dazu schon geäußert, und ob der Amp bei 10 oder 18A abschaltet ist mir ziemlich egal. Die 150W wird man auch nicht immerzu ausfahren, so dass das halbe Watt am Shunt auch eher die Ausnahme nach oben ist.

Wichtiger ist schon die Frage nach dem LC-Filter.
Was spricht denn gegen die 600 bis 700kHz? Wer weiß schon, welche Impedanz sein Lautsprecher oder seine 3-Wege-Box bei 20kHz hat, oder was er morgen für LS anschließen wird. Man sollte hier natürlich erst mal rechnen was man rechnen kann, dann aber einen Kompromiss für Durchschnittsanwendung suchen.

Tillg

Ich sage nur nichts, um Euch nicht aus dem Konzept zu bringen. Never touch a winning team! Natürlich stell ich mir insgeheim dauernd die Frage, wieso tolle Layouts gemacht werden, wenn doch offensichtlich noch keiner weiß, ob die entwickelten Schaltungen überhaupt funktionieren bzw. "audiophil" sind. Mir fehlt einfach die Bestätigung, daß Beobachters D-Amps was besonderes sind. Er selbst scheint zur Zeit eher fleißig Patente zu schreiben, die sich auf den sonderbaren Trafo-D-Verstärker beziehen.
Die momentane Zugmaschine im Thread bist Du, lieber Tillg! Daher werde ich nen Teufel tun, Dich womöglich mit ketzerischen Fragen zum Sinn des Seins im Hier und Jetzt zu bremsen

Um festzustellen, ob die „entwickelten Schaltungen überhaupt funktionieren bzw. "audiophil" sind“, muss man irgendwann „tolle Layouts“ machen. Mit 'nem Elektronikspielbaukasten wird hier nichts zu machen sein. Zum Selberätzen hab ich kein' Bock. Außerdem weiß man wenn’s nicht so klappt dann immer noch nicht, ob es nun nur am Layout liegt. Und einem LP-Hersteller ist es egal, ob man bei ihm nur eine Versuchsplatine machen lässt, der will Kohle sehen.
Ich warte jetzt nur darauf, dass mehrere Leute sagen: „Ja, so müsste es gehen, ich kann keinen Fehler mehr entdecken“ oder eben: „hier hast du zwei Pins vertauscht“, „der Transistor hat die Basis links oben“, „der Komparator schaltet falsch rum“, „den C gibt’s nicht in der Bauform“.
Wenn dann noch was wirklich „audiophiles“ bei rauskommt, um so besser. Wenn es nur ein brauchbarer Verstärker wird, vor dem man nicht wegrennt, währe es auch schon ein Ergebnis. Ist mein erster Class-D-Amp.

Gruß

Mein neue Platine für das überarbeitete SODFA-Treibermodul mit HIP2101 bekomme ich endgültig am 09.05.05 geliefert. Bis Mitte Mai ist dann mit einer ersten Beurteilung der Klangqualität zu rechnen.

Die Patentanmeldung, die ich gerade fertiggestellt habe, bezieht sich nicht nur auf den "coupled-inductor-Amp". Mehr werde ich dazu vorerst nicht sagen.

Zum LC-Filter:

L,C und R seien die Grundwerte aus den weiter oben angegebenen Formeln.

L1 sei die einzelne Spule in der Vollbrücke, C1 der Kondensator zwischen den beiden L1 und C2 die Kondensatoren gegen GND.

R bleibt R_LS bei 20kHz

L1 = 0.5 * L

C1 = 0.91C

C2 = 0.18C

Die optimalen Q-Werte habe ich durch Simulation mit SwithCad ermittelt. Kann man sich kostenlos bei Linear Technology herunterladen - ein hervorragendes Programm!

Ich habe mal ein wenig mehr mit der Simulation gespielt und eine sehr schöne "Universaleinstellung" ausgeknobelt:

L = 24uH > L1 = 12uH

C = 660nF > C1 = 600nF, C2 = 120nF

Das entspricht 40kHz, Q = 0.75 bei R = 4.5Ohm

Man wird kaum einen Hochtöner finden ( Exoten ausgenommen ), die bei 20kHz eine niedrigere Impedanz haben, wohl aber eine ganze Menge mit deutlich höherer Impedanz bei dieser Frequenz, insbesondere, wenn in der Passivweiche noch ein R zur Pegelsenkung davor liegt.

Zu den 600nF schaltet man jetzt nicht 10R-220n parallel, sondern 10u-Rx mit 10u als 3 x 3u3/63_RM5 ( 7.2mm x 14mm x 8.5mm ) und Rx umschaltbar:

R_LS = 6Ohm > Rx = 18R
R_LS = 8Ohm > Rx = 10R
R_LS = 10Ohm > Rx = 8R2
R_LS = 12Ohm > Rx = 7R5 ( genauer Wert 7.2Ohm )

Der Frequenzgang bleibt in allen Fällen bis 20KHz maximal glatt mit max. 0.4dB Überhöhung bei R_LS = 12Ohm, was kaum hörbar sein dürfte.

Man muß also nur der Rx umschaltbar machen, und kann ansonsten die L- und C-Werte bei jeder LS-Impedanz konstant lassen.

In der Praxis reicht für Rx ein 4.5W Metalloxid-R. Man kann auch schwächere Rs nehmen, wenn man eine sinnvolle Reihen- oder Parallelschaltung entwirft, bei denen sich die oben genannten Werte ergeben.

Mit weniger als 10uF funktioniert das ganze übrigens nicht ( jedenfalls nicht bis R_LS = 12Ohm ), mehr als 10uF ist unsinnig, da sonst Rx zuviel Leistung verbrät.

Übrigens herzlichen Glückwunsch an alle Aktiven!

Wir hatten den 10001ten Besucher auf unseren Thread.

Frage an die Redaktion:

Gibt´s dafür ein "Fleißbildchen"?

Hier der Frequenzgang des oben beschriebenen Filters bei R_LS = 12Ohm und ohne Rx:

http://img151.echo.cx/img151/733/tiefpass12dbpassivasc28bz.jpg

Der nächste Frequenzgang ist mir aus Versehen in den Thread "500W-SNT für Audio" verrutscht. also bitte dort mal nachsehen.

@ Beobachter:
Netter Trick den SNT-Thread zu puschen.


Wie kommst du jetzt wieder darauf:

C1 = 0.91C C2 = 0.18C

Impedanzanpassung für 20kHz:

Wenn ich es richtig verstanden habe, gilt deine Dimensionierung unabhängig davon, was der LS für eine Nennimpedanz hat, also für 4 Ohm, 6 Ohm 8 Ohm...?

Währe es sehr abwegig, für den 10µ-C einen bipolaren Elektrolytkondensator, b.B. Typ Frolyt EKSU 63V 10 uF, 6,8 x 12,5 mm, RM 2,5 zu nehmen?

Sonst (und auch damit) sehe ich kaum Chancen, das noch auf die LP drauf zu bekommen. Und größer will ich sie nicht machen, weil:

Die Firma SRM-Printtechnik hat ein Angebot “Patch Print“. Da kann man auf ein Panel von 260*180mm draufsetzen was raufpasst. Also bekommt man z.B. 9 mal 60*86 2/3 mm drauf.
Die Platte wird dann durch Ritzen und brechen geteilt (von SRM). Das macht zwar eine etwas hässliche Kante, aber man hat keinen Verlust.

Bleibt noch, die RC-Kombination zur Impedanzanpassung außerhalb der Leiterplatte zu realisieren. Das ist vielleicht sowieso am geeignetsten, sie gehört ja quasi zum Lautsprecher.

Tillg

Und dann gäbe es noch:
2 Stück MKT-Kunststoff-Schichtkondensatoren Typ Epcos B32560
63V 4,7 uF, 9,8 x 9,0 mm RM7,5, 11 mm hoch.

Ich hatte zwar auch erst vor, den 10u + Rxse + Umschalter mit auf die Platine zu würgen, das scheitert aber schon am Umschalter, der ja von außen zugänglich sein sollte, wenn man ( 2mal ) das ganze nebst Netzteil in ein Gehäuse baut. Habe keinen Miniaturdrehschalter gefunden, der zumindest 1A schalten kann.

Ich schlage vor, die Impedanzanpassung ( gleich für Stereo ) auf eine separate Platine zu setzen, dann gibts da auch keine Platzprobleme und man kann einen "normal"-großen 2x6-Drehschalter, zwei einzelne 10u mit RM27.5 und ausreichend dimensionierte Rs einsetzen. Notfalls reicht dafür eine Lochraster-Platine.

Da Rx-10u ja einfach nur parallel zum Verstärkerausgang liegt, braucht man innerhalb des Gehäuses keine komplizierte Verkabelung.


Die "komischen" Faktoren zwischen C, C1 und C2 kommen daher, dass C2 20% von C1 betragen sollte ( Empfehlung von Texas Instruments ).

Stefan?! Trotz Deines Fleißes mußt Du Einen ausgeben!

Beobachter Stammgast Beiträge: 413 Mitglied seit: Nov 2004 #888 erstellt: 29. Apr 2005, 12:42

Verzeiht mir bitte, ich hab einen kleinen Fehler gemacht!
Laut Datenblatt des INA AD8221, S. 16, sieht die Eingangsbeschaltung gegen HF-Einstreuungen einfacher aus: zwei Vorwiderstände und direkt danach die Cs gegen Masse bzw. zwischen den Eingängen. Am besten, Ihr schaut zur Sicherheit selbst rein, daß ich nicht noch mehr Unfug erzähle.
Gruß, Timo
Übrigens treibt mein UcD gerade den Dipol-Rohbau an. Die Amp-Leistung eines Kanals (mit nur +/-42V) scheint grob mit der mech. Belastbarkeit der Chassis zusammenzufallen. Jedenfalls klippt der UcD bei ordentlich Membranzappelei manchmal. Da muß ich mir wohl was einfallen lassen. Wer Lust hat, siehe Dipol-thread im diy-LS-Teil dieses Forums.

In diesem Zusammenhang muß ich auch noch einen Fehler eingestehen:

Meine Vorbehalte gegen den Eingangsfilter am AD8221 beruhten auf dem gleichen Rechenfehler, den auch Du ( tiki ) mal bei der Berechnung des Stromes durch die 10R-220n-Reihenschaltung am Ausgang des SODFAs gemacht hast.

Da sich X_C und R ja quadratisch ( nach Pythagoras ) addieren, ergibt sich eben kein signifikanter Höhenabfall bei sinnvoller Bemessung der Filter-Cs.

Den 2kHz-Tiefpass des Beispiels im Datenblatt sollte man aber nicht nehmen.

Sinnvoll wäre eher: R = 1k5, C_D = 330p, C_C = 33p

Sollte jemand in der folgenden Schaltung einen prinzipiellen Fehler entdecken - bitte umgehend melden!

http://img155.echo.cx/img155/7753/sodfa320ms76pl.jpg

Ansonsten wird davon gnadenlos ein Layout erstellt.

Erklärungen zu den Übertragern folgen.

@ Beobachter

Was hast Du da für Erkenntnisse gehabt?
Vielversprechend, aber eine Netzsicherung könnte nicht schaden.

@ Beobachter

Könnte man statt des AD790 ein LM319(Komplementärbetrieb), und als MAX628 ein ICL7667 verwenden?

Guten Morgen, Frühaufsteher.

Beim coupled-inductor-Amp werden ja auch Übertrager benötigt, die transformieren und gleichzeitig eine erhebliche NF-Vormagnetisierung aushalten müssen.

Also wird das ganze bei entsprechender Dimensionierung auch mit einer erheblich höheren Spannung funktionieren.

Ich hatte zunächst die Befürchtung, dass bei einem genügend großen Luftspalt im Leistungsübertrager, um die NF-Vormagnetisierung auszuhalten ( 10Apeak bei 200WRMS an 4Ohm ), der Al-Wert nicht mehr groß genug ist, um bei 320Vpp den Magnetisierungsstrom durch die Primärwicklung noch in Grenzen zu halten.

Aber es funktioniert doch!

Bei einer Primärwindungszahl von 24 und 400kHz liegt die maximale Flußdichte des RM14 unter 50mT und damit im grünen Bereich.

Für einen maximalen Modulationsgrad des SODFA von 50% und 200WRMS an 4Ohm ist die Sekundärwindungszahl 12.

Bei 10Apeak ergibt das eine maximale Durchflutung des Kerns von 60A.

Das erfordert einen Luftspalt von 0.46mm und ergibt einen Al von 512nH.

Bei 24Wdg ist damit die Induktivität der Primärwicklung 300uH, was bei 160V/400kHz einen Magnetisierungsstrom von 212mA ergibt.

Da dieser auf seinem Weg nur an reellen Widerständen eine Verlustleistung erzeugt, ist diese insgesamt praktisch zu vernachlässigen.

Genaue Wickeldaten ( auch für den RM6 ) folgen.


Alle komplizierten Überlegungen zu irgendwelchen zwei-Trafo-Konstruktionen sind damit hinfällig.


Den ersten Fehler in der Schaltung habe ich schon entdeckt:

T5 muß natürlich ein NPN-Transistor sein.

Beobachter schrieb:

Beim coupled-inductor-Amp werden ja auch Übertrager benötigt, die transformieren und gleichzeitig eine erhebliche NF-Vormagnetisierung aushalten müssen.

Du sagst es. Und nicht nur das, er muss die komplette NF-Leistung als NF übertragen. Also 200W von 20Hz bis 400kHz als Rechteck, also etliche MHz. Kann der das?

Gruß Tillg

C12 und C13 dürften außerdem erheblich zu klein sein!
Die müssen nicht die 400kHz Schaltfrequenz stützen, sondern die ganze NF. Bei 3,5A Effektivstrom primär während einer 20Hz Halbwelle von 25ms verlieren sie U=I*t/C = 265V, wo nehmen sie die her?

Damit geht die Diskussion wieder in eine mich besonders interessierende Richtung: die Kombination von Netzteil und Digi-PA.

Andererseits will ich mich nicht einwerfen, wenn ich annehmen muß, daß Beobachter da fleißig im Hintergrund Patente daraus bastelt.

@ alle

Folgende, abgemagerte Test-Schaltung habe ich dreifach aufgebaut und am Wochenende getestet.

Test-Lautsprecher, bestückt mit ScanSpeak Lautsprechern,,je Box, 1xRingradiator R2904/7000, 2xmittel/tief 18W8531G
d Àppolito Anordnung. (Leihgabe, leider nicht mein Eigentum.)

Peerless 12" Bassreflex

Ringkern-NT - 65V

Der Klang, besonders im Mittel/Hochton stellt alles in den Schatten, was ich bisher gehört habe.

Fets werden lauwarm, Amido-Spulen bleiben kalt.
Frequenzgang relativ linear, von 5Hz-30kHz.
Lediglich bei16 - 20kHz habe ich zunehmend einen Anstieg von 0,8dB, weiß nicht wo es herkommt.Habs provisorisch mit C im Eingang korrigiert.
Merkwürdigerweise ist im NF-Signal nicht die geringste Auswirkung der Totzeit zu erkennen.

Den Klirrfaktor kann ich nur schätzen, 3-4Stellen hinter dem Komma, auch bei 100 Watt.
Die kleine Zusatzplatine ist zum experimentieren.

Herzlichen Glückwunsch Beobachter, der SODFA hat die Goldmedallie.


http://img101.echo.cx/my.php?image=pict00038or.png
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@ Beobachter:

Viel weiter oben habe ich beschrieben, wie das mit dem periodischen Lade- und Endladestrom für die Drossel im Ausgangs-LC-Tiefpass abläuft. Der ist dem eigentlichen NF-Strom für den Lautsprecher überlagert, welcher bei hoher Aussteuerung viel größer ist, als der HF-Strom. Dadurch besteht ab einer gewissen Aussteuerung die „längere Halbwelle“ oder besser der lange Impuls der Schaltfrequenz nur aus Ladestrom für die Drossel, der kurze nur aus Entladestrom. Der Strom wird hierbei von der Drossel geliefert. Daran ändert auch ein Trafo nichts.

ich schrieb:

Bei 3,5A Effektivstrom primär während einer 20Hz Halbwelle von 25ms verlieren sie U=I*t/C = 265V, wo nehmen sie die her?

Und das reicht noch nicht einmal. Während einer solchen NF-Halbwelle fließt der 400kHz-Ladestrom für L2 aus dem einen Elko raus, und der Entladestrom aus L2 in den anderen Elko wieder rein. Das kommt also zu den 3,5A noch dazu.

Abhilfe könnte hier wieder eine Vollbrücke schaffen. Die Elko-Spannungsteilung entfällt dadurch und der/die Elkos müssten „nur“ die doppelte Netzfrequenz glätten. Vorausgesetzt natürlich, der Trafo überträgt 200W ab 20Hz, und der sieht nicht so aus. Ich kann mich dunkel an meinen ersten Röhrenverstärker erinnern, und der hatte glaube ich einen (eisen-) M102b für 100W.

Tillg

@ Ampericher:

Das find ich ja klasse!

Leider kann man in deinem Schaltplan rein gar nichts lesen. Du solltest ihm deutlich mehr Auflösung spendieren. Am besten als GIF, dann wird es nicht so bunt.

Den Grund für den Anstieg im Frequenzgang hat Beobachter in #877 und #883 plausibel beschrieben. Hast du den Frequenzgang mit Lautsprechern oder mit Ersatzlast gemessen? Welche Werte haben deine L’s und C’s im Tiefpass?

Merkwürdigerweise ist im NF-Signal nicht die geringste Auswirkung der Totzeit zu erkennen.

Das ist es, was Beobachter auch schon geschildert hat, und was wohl das SODFA-Prinzip ausmachen muss.

Tillg

PS: Woher weißt du das mit dem Totzeiteinfluss? also womit hast du sie variiert? ich kann da nichts sehen.