Röhrenverstärker- Selbstbau- Thread

Hallo,

Weisser Rabe schrieb:

sobald das Teil angekommen ist kann ich den Schaltplan hier posten, nach dem Bau gehts ans Messen dann kann ich euch sagen bei welcher Ausgangsspannung der Amp zu verzerren beginnt Klirr messen kann ich mal probieren, aber mein HP331 ist in einem sehr gebrauchtem Zustand In Summe denke ich aber nicht, dass der Amp die angegebenen Werte einhalten kann

Du solltest erstmal die AÜs nachmessen, ob der Ra zu den Röhren passt. Wahrscheinlich kannst Du dann erstmal neue AÜs bestellen.

Meine Erfahrung mit China Amps ist, das die AÜs nicht passen: 6k statt 10k für eine 211 und 10k statt 2k für eine GU50 als Triode.

MfG
Volker

Danke für den Tipp Volker, werd ich machen

Hallo,
ich habe mal spaßeshalber meinen Preamp in LTSpice durch gemessen, ich komme mit einigermaßen optimierter Signalquelle ("plotwinsize=0") und 0,775Veff Eingangssignal auf 0,004%. Die Verstärkung beträgt 5 und die angeschlossene Impedanz 50k, die Ausgangs Impedanz beträgt rechnerisch 5k. Ist natürlich nur Simulation mit 1% Toleranz bei den Widerständen und idealen Koppelkondensatoren. Die eingesetzte Röhre ist eine ECC82 (Modell von Duncan).
Wie weit ist die Simulation von der Praxis entfernt?
Grüße, Thomas

Hi Thomas,

wenn Du 50 Stück ECC82 hast und selektierst, könnte tatsächlich das von LTSpice "prophezeite" Ergebnis dabei "rauskommen"...
Bei den richtigen Modellen (der Röhren) und korrekten Einstellungen ist LTSpice sehr, sehr dicht an der Realität (Ausreißer sind trotzdem hin und wieder zu beobachten!) Vor allem Bauteile mit "parasitären" Elementen können das Ergebnis durchaus "vermasseln"...aber Das betrifft eher Trafos.

Gruß, Matthias

Hallo,
Mal sehen. Selbst mit 0,008% wäre ich super zufrieden, wenn man bedenkt, dass die Schaltung selbst entworfen ist.
Grüße, Thomas

@ Matthias (Beitrag 4204)

....zumindest bei 1 bis 4W

Wenn ein Klirr ohne Leistungsangabe veröffentlicht ist muss man von der angegebenen Nennleistung ausgehen (können)! Da ist nichts mit 1 bis 4W. Wenn man aber davon ausgeht, dass der Klirr leistungsproportional ist (was ohne Gegenkopplung der Fall wäre), dann müsste er (bei einer Datenblatt-Angabe von 11% bei 6,5W) einen Wert von 1.7% bei 1W und 6.77% bei 4W haben. Und rechnen wir die Gegenkopplung mit einem Faktor zwischen 1.13 und 4.5 hinzu, so bekämen wir 1.5% bis 0.378% für 1W und 6% bis 1.5% bei 4W. Die 0,1%-Merke liegt also rein für die Endstufe in weiter Ferne!!
Und wenn wir noch die Klirrwerte der Vorstufe hinzu rechnen....

Wie sagt doch das Datenblatt der 6L6 sehr richtig: "...The second harmonics can easily eliminated by the use of push-pull circuits. In single-tube, resistance-coupled circuits, the second-harmonics can be minimized by generating out-of-phase second harmonics in the pre-amplifier..."

Nun haben wir aber eine SE Endstufe und keine PP! Also ist dieser Hinweis in unserem Fall nutzlos. Und wenn man die Röhrenbestückung betrachtet, dann ist klar, was da möglich ist und was nicht!

Moin Richi,

Habe das Zutreffende im Datenblatt-Zitat extra für Dich unterstrichen...Und da geht es um single-tube! Nix nutzloser Hinweis! Einfach mal wirklich lesen, was ich schreibe...nicht immer nur die Hälfte!

Gruß, Matthias

Edit:
Vielleicht liegt es ja auch nur an der mangelnden Sprachkenntnis des Englischen...und es fiel mal wieder nur das push-pull auf...

In single-tube, resistance-coupled circuits, the second-harmonics can be minimized by generating out-of-phase second harmonics in the pre-amplifier..."

single-tube = SE...
Der Rest bedeute sinngemäß, dass durch Generierung von phasengedrehtem K2 durch den Vorverstärker, der K2 der Endstufe minimiert werden kann.
Übrig bleibt, bei richtiger Ausführung nur der K3, welchen man dann etwas mit einer Gegenkoppelung minimieren kann. Und dann werden es weniger als 1% bei Nennleistung. Also wenn Du mir schon nicht glaubst, dann doch wenigstens den Datenblättern!

Hallo Matthias,
im Datenblatt wird von Single-Tube resistance coupled geschrieben, also keine Endstufe, die ist ja nicht Widerstandsgekoppelt, sondern induktiv.
Guten Rutsch,
Thomas

Hi Thomas,

im Datenblatt wird von Single-Tube resistance coupled geschrieben, also keine Endstufe, die ist ja nicht Widerstandsgekoppelt, sondern induktiv.

Aha...somit wird aus der 6L6 eine Vorstufe? Naja...wenns beliebt ;). Meinst Du wirklich, dass sich an der Situation etwas ändert, wenn der AÜ durch einen Widerstand ersetzt wird und umgekehrt...wobei mir aus der Formulierung resistance-coupled nicht hervorgeht, dass Das damit gemeint ist.

Ich habe jedenfalls das beschreibene Spielchen mit der Klirrminimierung durch gewollte Erzeugung von K2 schon "bis zur Extase" getrieben...soweit, dass sich der Gesamtklirr auf dem gleichen Niveau bewegt, wie mit einer ÜAGK, ohne diese auch nur ansatzweise zu verwenden!

Hier
wird z.B. mit der Vorstufe ein Klirr (K2) von 0,2% erzeugt...der den Klirr (K2) der Endstufe weitestgehend aufhebt....Ergebnis sind dann 0,036% Klirr bei 1W am Ausgang der Endstufe.

Gruß, Matthias

Edit:
Hier noch etwas Lesestoff zum Thema...unter Vorwärtskompensation

Vorwärtskompensation funktioniert so wie gedacht aber nur mit genau einer kennlinienmäßig passenden Vorröhre in genau einem Alterungszustand, somit einer gekonnt angewandten Gegenkopplung weit unterlegen.
Gänzlich akademisch wird die Diskussion dann, wenn man zudem berücksichtigt, daß die Gegenkopplung den Innenwiderstand der Endstufe wirkungsvoll vermindert.


MfG
DB

Hi DB,

oder sollte ich Richi schreiben? Genau diese beiden Kommentare hatte ich nämlich als Nächstes von Ihm erwartet

Vorwärtskompensation funktioniert so wie gedacht aber nur mit genau einer kennlinienmäßig passenden Vorröhre

Jep, genau darum geht es

...in genau einem Alterungszustand...

Sollte es mir tatsächlich gelingen, Klirr im Bereich von 0,1 bis 0,3% herauszuhören, kann ich ja schnell auf ein paar (vorher aufs peinlichste vermessene, deshalb der Bau aufwändiger Messverstärker ) bereitliegende "Röhrensätze" ausweichen...brauche dann nicht mal mehr Ruheströme einstellen

Gänzlich akademisch wird die Diskussion dann, wenn man zudem berücksichtigt, daß die Gegenkopplung den Innenwiderstand der Endstufe wirkungsvoll vermindert.

Zugegeben...aber nicht immer wird sowas benötigt

...somit einer gekonnt angewandten Gegenkopplung weit unterlegen.

Was es immernoch zu beweisen gilt.

Wie wäre es denn mal mit einer Kombination aus Beidem, Klirrkompensation UND Gegenkoppelung...(so wie weiter oben von mir angeregt...wo es um das Erreichen eines Klirrs von unter 1% bei Nennleistung bei dem hier vorgeschlagenen China-Bausatz geht) ?

So, und nun genug...
Allen einen "Guten Rutsch" ins 2014er Jahr!
Gruß, Matthias

Hallo und allen Mitdiskutierenden ein gesundes neues Jahr,

@Matthias: versuchen kannst Du sowas natürlich, es wird allerdings weder alterungsstabil noch lastunabhängig sein: alles das, was man von einem Verstärker zurecht erwarten kann.
0,25% Klirr kann man einfacher mit einer ECC83 und zwei EL84 erreichen.

MfG
DB

Einfach als...
Nein, zuerst ein Gutes Neues Jahr!!!

Einfach als Anregung:
Klirrkompensation ist nun wirklich nichts neues. Das gibt es bei einer SRPP-Stufe oder einem NAGRA Reporter-Tonbandgerät von 1960.
Aber bei der Klirrkompensation, egal welcher Art, ist Präzision beim Abgleich gefragt. Da geht nichts auf die Schnelle. Und Alterung ist der erste Feind dieses Prinzips.
Der Zweite sind unkonstante Verhältnisse. Wenn wir einen Lautsprecher als Last haben, so können wir seinen Impedanzverlauf nicht wirklich linearisieren.
Wenn ich mich auf mässige Wirkung beschränke, so ist die Kompensation (oder was davon übrig bleibt) "möglich", aber im Verhältnis zum Aufwand "fraglich". Wenn ich eine funktionsfähige Kompensation plane, so muss ich nicht nur die Pegel sondern auch die Phasendrehungen (im Gegensatz zur Gegenkopplung) beachten. Und sobald irgendwelche Bandbegrenzungen existieren ist die Kompensation nahezu unmöglich.

Und es bleibt eines:
Studiogeräte waren schon in sehr frühen Jahren mit Gegenkopplungen ausgestattet und nur in Randgebieten (Klirrkompensation beim Nagra) mit Kompensationen. Dies, weil nicht nur gute Messdaten erwartet wurden, sondern weil klanglich alles so perfekt als möglich sein musste. Daher wird man aus den 50er und bis in die frühen 60er keine Röhrengeräte finden, welche ohne Gegenkopplung arbeiten. Das fängt beim Mikrofon an und endet bei der Abhör-Endstufe.

Ein Frohes neues Jahr euch allen

Ich denke bei dem China Amp wurde weder die Gegenkopplung noch die Klirrkompensation ausgereizt um entsprechend niedrigen Klirr zu erhalten, da wurde lediglich ein Fantasie Wert in die Auktion geschrieben

Aber ich bin schon gespannt was der Schaltplan verrät, ob die Ausgangs Trafos passen und wie der fertige Amp am Ende klingt.
Wie viel klirr der dann messtechnisch hat ist eigentlich nebensächlich, da er mit Saba Greencones im Schwabbel Gehäuse betrieben wird

Schaltplan ?

Bedeutet

It is only with schematic, not point to point drawing. If you dont know how to build, pls dont buy it.

nicht, dass nur ein Blockschaltbild beiligt und man die Finger davon
lassen soll, wenn man nicht weis was zu tun ist ?

Servus zusammen,

Euch allen wünsche ich zunächst einmal ein wunderbares Jahr 2014 mit viel Gesundheit, Glück, Zufriedenheit und Erfolg!

richi44 (Beitrag #4217) schrieb:

Studiogeräte waren schon in sehr frühen Jahren mit Gegenkopplungen ausgestattet und nur in Randgebieten (Klirrkompensation beim Nagra) mit Kompensationen. Dies, weil nicht nur gute Messdaten erwartet wurden, sondern weil klanglich alles so perfekt als möglich sein musste. Daher wird man aus den 50er und bis in die frühen 60er keine Röhrengeräte finden, welche ohne Gegenkopplung arbeiten. Das fängt beim Mikrofon an und endet bei der Abhör-Endstufe.

Als Beispiel einer (fast) nicht vorhandenen Gegenkopplung in Studioausrüstung möchte ich hier mal das legendäre Neumann-Röhrenmikrofon U47 aufführen (Schaltbild ist weiter unten auf dieser Seite, Bauart laut verlinktem Mikrophon-Datenblatt Jahrgang 1958):

http://www.jogis-roe...nn-Mikro/U47/U47.htm

Hier mal der interessierende Teil des Schaltbildes rausgezeichnet:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/ckmnn26lxkiapa4h5.gif

Dieser Mikrophontyp - mit dem viele, viele höchstklassige Aufnahmen gemacht wurden - ist (so glaube ich) esoterischer Schaltungsumtriebe komplett unverdächtig. Der unüberbrückte 30[Ω] Kathodenwiderstand der ultrararen VF14 Pentode (die als Triode geschaltet ist) trägt zur Signalgegenkopplung praktisch nichts bei - weil da bei ca. 546[µA] Kathodenstrom vom Ruhestrom der Röhre her (also bei unberücksichtigtem Heizstrom) grade mal ca. 16,4[mV] an diesem Widerstand stehen bleiben würden. Da der Signalhub (d.h. die Anodenstromänderung der Röhre durch das Signal) noch wesentlich kleiner wie diese ca. 546[µA] ist, ist auch die Spannungsabfalländerung an diesem Widerstand zu vernachlässigen, so daß der lokale Stromgegenkopplungseffekt durch diesen 30[Ω] Widerstand wahrscheinlich praktisch nicht wahrnehmbar ist. Ein Kathodenelko zur gänzlichen Eliminierung dieses Stromgegenkopplungseffektes wäre an dieser Stelle übrigens im Entstehungsjahr des Mikrophons nicht machbar gewesen, weil (aufgrund des niederohmigen Kathodenwiderstandes) seine Kapazität sehr groß hätte sein müssen - und hochkapazitive Elkos gab's in den Jahren einfach nicht (oder sie waren sehr voluminös) - außerdem waren sie alles andere als zuverlässig und langzeitstabil.

Wenn man darüber nachdenkt, warum der Heizstrom wohl mit über den Kathodenwiderstand geleitet wird, dann kommen mir da spekulativ drei mögliche Erklärungen in den Sinn:

1. Aufgrund der Triodenschaltung der Röhre (zwecks Erhalt eines geringen Ausgangswiderstandes der Röhre, aber auch zur Eliminierung des Pentoden-Stromverteilungsrauschens) wurde zum Erhalt einer trotzdem möglichst hohen Ausgangsspannung (= möglichst hohen Verstärkung) versucht, die lokale Stufengegenkopplung durch den Kathodenwiderstand so weit wie möglich zu eliminieren (und zwar aus vorher gesagten Gründen ohne Anwendung eines Kathodenelkos). Deswegen wurde der Heizstrom mit durch diesen Widerstand geführt, weil ihn das sehr niederohmig (und damit für den Signalanteil des durch ihn fließenden Gesamtstroms) praktisch irrelevant macht.
   
2. Es wurde auf eine möglichst geringe Rauschspannung dieses Widerstandes (zur Verringerung des Gesamtrauschens des Mikrophons) Wert gelegt - und deswegen wurde er so niederohmig wie möglich gemacht. An diese Hypothese mag ich allerdings angesichts des Gitterableitwiderstandes von 100[MΩ] (in einem anderen Schaltbild werden 60[MΩ] genannt) nicht recht glauben (100[MΩ] ergäben bei +20[°C] und einer Bandbreite von 14.965[Hz] (15[kHz] - 35[Hz]) am Steuergitter der VF14 eine Rauschspannung von ca. 15,6[µVeff]; bei 60[MΩ] wären es bei ansonsten gleichen Bedingungen immer noch ca. 12,1[µVeff]).
   
3. Die Anheizphase bis zur Betriebsbereitschaft des Mikrophons soll verkürzt werden: Ist der Heizfaden noch kälter (also niederohmiger), dann fällt an dem 30[Ω] Kathodenwiderstand weniger Spannung ab, der Arbeitspunkt der Röhre verschiebt sich also vorübergehend in Richtung höherer Anodenstrom (der dann aufgrund der im Anheizmoment noch kälteren Kathode doch nicht auftritt, aber durch diese Maßnahme höher liegt, als "unkompensiert").
   

Die VF14 in dieser Schaltung wird übrigens - wohl aus Rausch- / Störspannungsgründen - drastisch unterheizt (Nominalheizstrom: 55[mA]), hier Dokumente dazu: www.filmsoundsweden.se/backspegel/ror-pdf/vf14-forum.pdf und www.ak.tu-berlin.de/...olker_Meitz_MagA.pdf - beide Dokumente gehen allerdings auf o.a. Spekulationen bezüglich des 30[Ω] Kathodenwiderstandes nicht ein.

Im übrigen bin ich der Meinung, daß eine Gegenkopplung bei Einröhren-Studiomikrophonen nicht zielführend ist, weil a.) an dieser Stelle eine möglichst hohe Verstärkung erwünscht ist, um mit dem Signal möglichst früh und möglichst weit aus dem Rauschen rauszukommen, sowie b.) Exemplarstreuungen und Langzeitdrift der Röhren sowieso vom Mann (oder der Frau, latürnich) am Mischpult kompensiert werden und c.) Der Signalpegel so gering ist, daß man gar nicht dazu kommt, groß an den Nichtlinearitäten der Röhrenkennlinie entlang zu fahren (und damit Verzerrungen zu erzeugen), und zu guter letzt d.) Ein Ausgangswiderstand, der so gering wie nur irgend möglich ist (= hoher Dämpfungsfaktor), in dieser Anwendung keine herausragende Rolle spielt.

Auf Eure Kommentare zu diesen Spekulationen bin ich gespannt.

Grüße

Herbert

so, es ist soweit, heute war der Postmann da

hier vorweg mal der versprochene Schaltplan:


mehr Fotos kommen noch, soweit sieht alles gut aus, lediglich ein Kondensator (elko 47µF 450V) hat eine verdächtige Beule auf der Seite des Plus Pols, der wird ersetzt, ansonsten war alles dabei was man braucht.
Ich mach dann noch Fotos. Sogar Nippon Chemi-Con Kondensatoren sind dabei.

Servus,

da kommen doch gleich ein paar unvermeidliche Kommentare :

• Bei Freiverdrahtungsaufbauweise würde ich als Schwingschutz vor das Gitter der Triode und das Steuergitter der Pentode in Serie und dicht an der Röhrenfassung je einen Widerstand von 1[kΩ] hängen. Vor den Schirmgitteranschluß der Pentode würde ich in gleicher Weise einen 100[Ω] Widerstand hängen.
  
• Die Triode würde ich gleichspannungsmäßig vom Lautstärkesteller entkoppeln - also einen Serienkondensator vor das Gitter dieser Röhre und einen Gitterableitwiderstand nach Masse.
  
• Die 2[A] Netzsicherung erscheint mir für so einen kleinen Verstärker sehr großzügig dimensioniert - da kann der Verstärker ca. 500[W] (also ein halbes Bügeleisen) dauernd aus dem Netz ziehen, ohne daß irgendwas passiert. Da brennt das ganze Gerät bereits lichterloh und die Sicherung bekommt davon nichts mit.....
  
• Beim Netzschalter würde ich (gerade bei einem Gerät, in dem zumindest am Anfang gebastelt wird) schauen, ob' s im Handel eine (VDE zugelassene) Version gibt, die das Gerät zweipolig vom Netz trennt.
  
• Nachdem im Schaltbild nirgends ein Schutzleiter zu erkennen ist: Mal nachprüfen, ob die Schutzerdung aller elektrischen Betriebsmittel, die durch Menschen zugänglich sind, auch korrekt durchgeführt ist (Merke: Der Schutzleiterdraht (grün / gelb) muß immer der längste sein, damit er im Fall eines Falles als letzter abreißt).
  
• Der C/R-Hochpaß (0.33[µF] / 470[kΩ]) vor dem Steuergitter der Endpentode ist mit einer -3[dB] Grenzfrequenz von ca. 1.03[Hz] ja sehr großzügig ausgelegt - damit muß der Ausgangsübertrager ab ca. 5[Hz] die volle Leistung phasenrein übertragen können. Diesen Hochpaß würde ich dimensionierungsmäßig (wie übrigens die von mir weiter oben vorgeschlagene Gleichspannungsabtrennung vor der Triode) auf die Fähigkeit des Ausgangsübertragers umdimensionieren - das dürfte auch die Gegenkopplung freuen (Stichwort: Motorboating).
  

Um nicht bloß "rumzumosern" , hier mal ein paar (hoffentlich praktisch verwertbare) Dimensionierungs-Kommentare:

• Mißt man aus den Bildern (und den Maßangaben im Text) der eBay-Auktion http://www.ebay.com/...mg%20border=0%20src= die Abmessungen der Ausgangsübertrager mal ungefähr am Bildschirm raus, dann kommt man auf eine ungefähre Kerngröße, die etwa EI78 entspricht. Über so einen EI78 Kern bringt man (bei Standard-Kernblech) bei 50[Hz] eine Primärleistung von maximal 35[VA] drüber, der Wirkungsgrad bei Volllast beträgt ca. 78%. Nun rechnen und schätzen wir mal rückwärts: Aus dem Verstärker sollen laut der eBay-Auktion 2 * 7.5[W] rauskommen (im Headline-Text steht was von 2 * 8[W] - nehmen wir sicherheitshalber mal den niedrigeren Wert). 7.5[W] bei 78% Übertragerwirkungsgrad entsprechen einer maximalen Primärleistung von ca. 9.6[W] (Phasenverschiebung ignorieren wir jetzt mal und setzten für den Moment "[W] = [VA]"). Dann peilen wir: 9.6[W] / 35[W] (@50[Hz]) = ca. 0.2714. Mit diesem Faktor multiplizieren wir nun die 50[Hz] und kommen auf ca. 13.6[Hz] --> diesen Wert verdoppeln wir noch, weil wir nämlich hier keinen Netztrafo vor uns haben (bei dem 5% Klirr wurscht sind), sondern einen Ausgangsübertrager --> nach dieser Daumenpeilung ergibt sich: Über diesen Ausgangsübertrager bringen wir bestenfalls ca. 27.2[Hz] als untere Grenzfrequenz bei voller Ausgangsleistung drüber.
  
• Diese 27.2[Hz] müssen ohne großartige Phasendrehung / Dämpfung durch den ganzen Verstärker durchlaufen können - deswegen (wieder praxiserprobte Faustformel für bis zu ca. 5 derartige Koppelglieder in einem Verstärker) setzen wir die -3[dB] Grenzfrequenz für alle C/R Koppelglieder und R/C Kathodenkombinationen um den Faktor 5 niedriger an --> also bei ca. 5.4[Hz].
  
• Nachdem ich das chinesische Datenblatt der 6P3P nicht komplett lesen und interpretieren kann, lassen wir den Steuergitterableitwiderstand dieser Röhre mal bei 470[kΩ] stehen und verkleinern den Koppelkondensator von 330[nF] auf 68[nF] --> dann landen wir für diese C/R-Kombination bei einer -3[dB] Grenzfrequenz von ca. 4.98[Hz] --> fast eine Punktlandung.
  
• Die Kathodenkombination (330[Ω] || 470[µF]) der 6P3P Endröhre "schaut" in die Kathode der Endröhre rein und "sieht" den (aktiven) Innenwiderstand der Endröhre (samt Primärimpedanz des Ausgangsübertragers), der folgender Formel gehorcht:
  
  
  
  Laut Internet sind die 6L6G und die 6P3P "cross reference" kompatibel - also bemühe ich jetzt mal das Datenblatt der 6L6G von Sylvania von 1954 (weil lesbar) und gehe mal von einem Betrieb mit 300[V] Anodenspannung aus. Da steht vieles drin - nur nicht das "µ" (weil's ja eine Pentode bzw. Beam-Power-Tetrode ist, bei der es keinen direkten Durchgriff (D = 1/µ bzw. µ = 1/D) von der Anode auf das Steuergitter gibt, weil da noch das Schirmgitter dazwischen ist) - also müssen wir uns ein "Ersatz"-µ aus der umgestellten "van der Bijlschen" Röhrenformel (gern auch als "Barkhausen Röhrenformel" bezeichnet) errechnen:
  
  
  
  Nach Formel (2) erhalten wir laut Sylvania-Datenblatt der 6L6G von 1954 bei 300[V] Anodenspannung ein "µ" von ca. 185.5. Diesen Wert setzen wir jetzt in Formel (1) ein und erhalten bei einem R(L) (also der Primärimpedanz des Ausgangsübertragers laut Schaltbild) von 3.5[kΩ] sowie einem r(a) laut Datenblatt von 35[kΩ] einen r(k) - also den Widerstandswert, den die R/C-Kathodenkombination von außen in die Kathode der Endröhre hinein gesehen "sieht" - von ca. 206.4[Ω]. Mit diesem Wert können wir nun bei gegebenem und arbeitspunktbestimmendem Kathodenwiderstand (330[Ω]) sowie gegebener -3[dB] Grenzfrequenz dieser R/C-Kombination (5.4[Hz]) den Wert des Kathodenkondensators berechnen:
  
  
  
  Damit erhalten wir einen Kapazitätswert des Kathodenkondensators von ca. 232.11[µF] - bei den üblichen Toleranzen sind wir mit einem üblichen Elko mit einer Norm-Nennkapazität von 220[µF] (allerhöchstens (!) 330[µF]) sehr gut bedient.
  
• Zum Schluß kommt nun noch die (derzeit noch nicht vorhandene) C/R-Hochpaß-Koppelkombination am Eingang hinter dem Lautstärkesteller und vor dem Gitter der Triode. Laut diesem Datenblatt hier: www.svetlana.com/pdf/svetlana/6n1p-svetlana.pdf darf der Gitterableitwiderstand dieser Röhre maximal 500[kΩ] groß sein (andere Datenblätter mit chinesischer Schrift sprechen - wenn ich das richtig interpretiere - von bis zu 1[MΩ]. Wir machen diesen Widerstand 470[kΩ] groß, um den Lautstärkesteller am Eingang so wenig wie möglich zu belasten (und damit dessen Kennlinie so wenig wie möglich zu "verbiegen"). Für diesen Widerstandswert von 470[kΩ] haben wir für eine -3[dB] Grenzfrequenz von ca. 5.4[Hz] den Kapazitätswert des Koppelkondensators schon weiter oben berechnet: 68[nF].
  

Zusammenfassung:

• Die niedrigste Frequenz, die der Ausgangsübertrager bei voller Leistung übertragen kann, wurde mit ca. 27.2[Hz] abgeschätzt.
  
• Daraus ergibt sich - daumenpeilmäßig - eine -3[dB] Grenzfrequenz aller C/R-Übertragungsglieder von ca. 5.4[Hz].
  
• Die C/R-Kombination vor dem Steuergitter der Endröhre wurde anhand dieser Parameter mit 68[nF] / 470[kΩ] ermittelt.
  
• Die (neu zu schaffende) C/R-Kombination vor dem Gitter der Vorstufentriode wurde anhand dieser Parameter ebenfalls mit 68[nF] / 470[kΩ] ermittelt.
  
• Die Kathoden-R/C-Kombination der Endröhre wurde anhand dieser Parameter mit 330[Ω] || 220[µF] ermittelt.
  
• Vor das Steuergitter der Endröhre ist direkt an der Fassung mit sehr kurzen Drähten ein selbstinduktionsarmer 1[kΩ] Metallfilm- / Metallschicht-Widerstand in Serie zu schalten. Alle andere Beschaltung, die für das Steuergitter der Endröhre gedacht ist, ist am steuergitterfernen Ende dieses Widerstandes anzuschliessen.
  
• Vor das Schirmgitter der Endröhre ist direkt an der Fassung mit sehr kurzen Drähten ein selbstinduktionsarmer 100[Ω] Metallfilm- / Metallschicht-Widerstand in Serie zu schalten. Alle andere Beschaltung, die für das Schirmgitter der Endröhre gedacht ist, ist am schirmgitterfernen Ende dieses Widerstandes anzuschliessen.
  
• Vor das Gitter der Vorstufentriode ist direkt an der Fassung mit sehr kurzen Drähten ein selbstinduktionsarmer 1[kΩ] Metallfilm- / Metallschicht-Widerstand in Serie zu schalten. Alle andere Beschaltung, die für das Gitter der Vorstufenröhre gedacht ist, ist am gitterfernen Ende dieses Widerstandes anzuschliessen.
  
• Die elektrische Sicherheit des Bausatzes bedarf einer Überprüfung und ggf. Nacharbeit.
  

Sieht man diese Anpassungen vor, dann wird der Ausgangsübertrager nicht sinnlos mit Tiefbaßleistung, die er sowieso nicht wiedergeben kann, beaufschlagt (und damit ggf. sein Kern eben nicht in die magnetische Sättigung (= Verzerrungen aller wiedergegebenen Frequenzen) gefahren). Folge: Der Verstärker klingt besser, die Bässe kommen "knackiger" - und das, obwohl weniger Tief(st)baß dabei ist.

Viel Spaß beim Aufbauen des Bausatzes und Grüße

Herbert

Danke für das erste Feedback zu dem Schaltplan, ich freue mich über sämtliche Verbesserungsvorschläge,
also immer nur her mit der konstruktiven Kritik zu diesem Bausatz

mal zum AÜ: ich hab mal die Abdeckhauben runter genommen und das Blechpaket vermessen
66mm Quer zu den Wicklungen, 56mm parallel zu den Wicklungen und 31mm Dick

der Schutzleiter wird natürlich mit Kontaktscheibe am Chassis angeschlossen, ich will ja noch ein bisschen länger leben

edit: passende Sicherungen habe ich noch reichlich auf Lager 100mA flink, 630mA flink und 1A träge

@Herbert: Vielen Dank für deine sehr ausführliche Hilfe
ich werde anhand deiner Berechnungen den Schaltplan aktualisieren und im Laufe der nächsten Tage mit dem Bau beginnen

lg
rabe

Hallo,

Sogar Nippon Chemi-Con Kondensatoren sind dabei.

Da habe ich Zweifel, werden wohl fakes sein.

Vergleich mal die Abmessungen aus dem Nippon ChemiCon Datenblatt mit deinen Kondensatoren und prüfe die Kapazität, wenn Messgerät vorhanden.

MfG
Volker

E130L (Beitrag #4224) schrieb:

Da habe ich Zweifel, werden wohl fakes sein.... MfG Volker

da fragt sich dann, warum nur drei und nicht alle, aber zumindest die Abmessungen werde ich kontrollieren, mein Multimeter kann keine Kapazitäten messen

Hallo,

Und hier meine 2ct zum Thema...
Erst mal kräftig zurück gerudert... bitte Alles vergessen, was ich oben zum Thema schrieb...von wegen Vorwärtskompensation etc. pp.
Jetzt, wo "die Katze aus dem Sack ist" (Schaltplan), kann ich nur sagen Mega-Verar...

LTSpice "kaut gerade auf der Schaltung herum". Da wird wohl leider nicht viel werden...ca. 1W mit "Klirr bis zum Abwinken"...(trotz ÜAGK ) absolutes Ende wird dann wohl bei schlapp 2W sein. Simuliere mit einem idealen Ausgangsübertrager...70H primär-Induktivität...wahrscheinlich weit an der Realität vorbei ...also wird es "in Natur" noch schlechter ausfallen.
Irgendwie wollten sich die angegebenen Spannungswerte an der Vorstufe auch nicht "einstellen"...relativ passend wurde es, als ich den 47k Anodenwiderstand gegen 82k "ausgetauscht" habe (wobei das im Gesamtbild nichts ausmacht...). Übrigens habe ich, die von Herbert vorgeschlagenen Änderungen, schon mit "verbaut".
Nebenbei bemerkt, laufen die Armen 6P3P (so sie denn wirklich 1 zu 1 zur 6L6 passen...) schon außerhalb der Spec.

Vielleicht hilft es ja, die Schaltung auf Pentode umzubauen...dann wird vielleicht wenigstens irgendwas daraus, was man Verstärker nennen kann. So ist das jedenfalls Murks, da kannst goanix kompensieren oder so.

Gruß, Matthias

Edit:
LTSpice ist durch..."Nur" 4,5% K2 und 0,36% K3...bei 1W/1kHz...schön. und nur 4,1dB Pegel-Abfall zwischen 1kHz und 20kHz...sehr linear
(wie geschrieben, mit idealem AÜ...na gut, so ideal ist der nun auch wieder nicht, laut Faustformel sollten 5,1kOhm Impedanz besser zu 1,7kOhm Ri passen, als 3,5kOhm, wie angegeben....)
Übrigens Hier findet man Erleuchtung (auf Seite 32), was die Grenzwerte (auch im Trioden-Betrieb) betrifft. Wie oben geschrieben...weit außerhalb der Spec.

Nabend,

wenn ich mich am Datenblatt der 6L6 orientiere, sollte bei einer Anodenspannung von 300V am Schirmgitter nur eine Spannung von 200V anliegen. Evtl. sollte im vorhandenen Beschaltungsvorschlag nachgebessert werden.
Der Amp wurde wohl auch hier schon besprochen.

Grüße,

Michael

WeisserRabe (Beitrag #4223) schrieb:

mal zum AÜ: ich hab mal die Abdeckhauben runter genommen und das Blechpaket vermessen 66mm Quer zu den Wicklungen, 56mm parallel zu den Wicklungen und 31mm Dick

Der Kern ist ja noch kleiner, als ich dachte - also: Sieht aus wie ein knapp 1-1/2-fach so dicker EI66 (EI66: 66[mm](B) * 55[mm](H) * 22[mm]). Rechnen wir mal 31[mm] / 22[mm], dann erhalten wir einen Faktor von 1.41. Der EI66 (mit Standardblechkern) kann bei 50[Hz] eine maximale Primärleistung von 20[VA] - also dürften das bei diesem Kern 20[VA] * 1.41 = ca. 28.2[VA] sein. Der Wirkungsgrad eines EI66 (mit Standardblechkern) bei Volllast (und 50[Hz]) beträgt ca. 75%. Wenden wir auf diese Kerngröße alle Rechnungen und Daumenpeilungen wie zwei Beiträge weiter oben an, dann landen wir für Vollaussteuerung bei einer mit voller Leistung übertragbaren unteren Grenzfrequenz von bestenfalls ca. 35.5[Hz]. Damit erhalten wir für die CR-Koppelglieder eine neue, untere -3[dB] Grenzfrequenz von ca. 7.1[Hz]. Und damit landen wir dann bei:

• Einem Koppelkondensator vor dem Steuergitter der Endröhre von 47[nF] (anstelle von 68[nF] für den 5.4[Hz]-Fall oder 330[nF] des Originalentwurfs).
  
• Einem Koppelkondensator vor dem Gitter der Vorstufentriode von 47[nF] (anstelle von 68[nF] für den 5.4[Hz]-Fall).
  
• Einen Kathodenkondensator für die Endröhre von (ideal) 176.5[µF] (anstelle von 220[µF] für den 5.4[Hz] Fall oder 470[µF] des Originalentwurfs). Diesen Kondensator kann man wunderbar aus der Parallelschaltung eines 150[µF] Elkos mit einem 22[µF] oder 33[µF] Elko "bauen". Natürlich hat in der Vergangenheit keine industrielle Radio- oder Verstärkerfabrik das jemals so genau gemacht (die kannten ja die riesigen Toleranzen von Elkos) - aber im Hobby hat man ja bezüglich Bauteileauswahl und deren Toleranzen etwas mehr Freiheiten......
  

Es macht übrigens für einen guten Klangeindruck (= Kanalgleichlauf in Betrag und Phase) durchaus Sinn, die C/R-Hochpaßkoppelkondensatoren mit 10%-Folienkondensatoren (oder ggf. sogar mit 5% Folienkondensatoren) zu bestücken. Bei den Toleranzen der Kathodenelkos ist man da etwas machtloser (Elkos haben generell ziemlich riesige Toleranzen der Kapazitätswerte - obwohl es da hinsichtlich Toleranzsymmetrie um den Sollwert sowie absoluter Toleranz durchaus auch höchst erfreuliche Ausnahmen gibt. Hier ist - auch und gerade bei passiven Bauelementen - das (oft verschmähte, weil anstrengende) Datenblattstudium (z.B. von Epcos, Frolyt, Vishay, Jianghai) äußerst hilfreich).

Dieses (absolut nicht esoterische und nicht "audiophile") Qualitätsmaterial nach industriellen Qualitätsstandards kostet vielleicht ein paar Cent (oder einzelne Euros) mehr - aber: dieser recht kleine Mehrbetrag ist sehr gut angelegt. Eine höchst seriöse Firma mit einem seit Jahrzehnten für äußerst anspruchsvolle Industriekunden gestalteten Warensortiment (= Katalog) liefert seit ca. einem Jahr auch an Privatkunden (www.buerklin.de). Weder Internetauftritt noch Katalogauftritt sind nach heutigen Internetmaßstäben "klickibunti", "hipp", "multimedial" oder sowas in der Art - dafür stimmen Qualität und Sortiment absolut - und zwar seit Jahrzehnten (ich weiß - als ebenfalls jahrzehntelanger Kunde - genau, wovon ich da rede). Ach ja, Röhren haben die Herrschaften (schon immer) auch noch im Programm (ohne daß da groß Werbung dafür gemacht wird)......und da die das alles schon sehr, sehr lange machen, kann es durchaus sein, daß man zum sehr reellen Preis mit einer NOS-Lieferung von Valvo-Siemens-Telefunken-Mullard-Ultron usw. überrascht wird, weil die eben noch auf Lager war.....

der Schutzleiter wird natürlich mit Kontaktscheibe am Chassis angeschlossen, ich will ja noch ein bisschen länger leben

Sehr schön - die eigene Sicherheit kann man nicht oft genug betonen.

edit: passende Sicherungen habe ich noch reichlich auf Lager 100mA flink, 630mA flink und 1A träge

Flinke Sicherungen sind für Röhrenverstärker mit ihren hohen Einschaltströmen (= kalte Heizfäden) erstmal gar nichts - und auch der Einsatz von mittelträgen Sicherungen hängt davon ab, inwieweit sich im Einschaltmoment Heizstromüberhöhung sowie (aufgrund der kalten Röhren) noch nicht fließender Anodenstrom die Waage halten. Bei Deinem Verstärker (der ja einen Röhrengleichrichter hat) gehe ich davon aus, daß eine mittelträge Auslösecharakteristik ausreicht (bei niederohmigen Silizium-Hochspannungsgleichrichtern und großen Elkos bräuchte es je nach Qualität des Netztrafos vermutlich Sicherungen mit träger Auslösecharakteristik). Schätzen wir mal den erforderlichen Primärsicherungswert des Netztrafos für Deinen Verstärker ab:

• Die 6P3P zieht laut Datenblatt bei 6.3[V] Heizspannung im schlimmsten Fall 960[mA] Heizstrom - bei zwei dieser Röhren macht das also für die Endstufen eine Heizleistung von ca. 12.1[W].
  
• Die 5Z4P zieht laut Datenblatt bei 5[V] Heizspannung im schlimmsten Fall 2.2[A] Heizstrom - macht also für das Netzteil eine Heizleistung von ca. 11[W].
  
• Die 6N1 zieht laut Datenblatt bei 6.3[V] Heizspannung im schlimmsten Fall 650[mA] Heizstrom - macht also für die Vorstufen eine Heizleistung von ca. 4.1[W].
  
• Die auf der Sekundärseite des Netztrafos zu erbringende Summenheizleistung für alle Röhren beträgt also ca. 27.2[W].
  
• Kommen wir nun zu den Anodenspannungen - hier haben wir es durch das "von-bis-hinten-Eintaktkonzept" vergleichsweise leicht: Ruheverlustleistung = ca. Vollaussteuerungsverlustleistung. Fangen wir bei den Vorstufenröhren an und gehen wir vom Worst-Case aus: Kurzschluß in der Röhre von Anode nach Kathode. Dann haben wir (nach Schaltplanangaben) 230[V] an einer Serienschaltung von 47[kΩ] + 1[kΩ] + (100[Ω] || 2[kΩ]) liegen - macht einen worst-case Vorstufenanodenstrom von 4.78[mA] pro Kanal --> wir haben Stereo, also 9.56[mA] * 230[V] = ca. 2.2[W] Vorstufenanodenleistung.
  
• Durch den 22[kΩ] Widerstand im Netzteil fließen diese maximal 9.56[mA] auch - also werden an diesem Widerstand (völlig realitätsferne - aber wir rechnen hier ja einen Sicherungswert aus) ca. 2[W] verheizt.
  
• Für den Endstufenteil machen wir es uns leicht: Im Schaltbild steht, daß am 330[Ω] Kathodenwiderstand 20[V] abfallen - macht pro Endröhre also eine Anoden- und Schirmgitterstromsumme (eben den Kathodenstrom) von ca. 60.6[mA]. Damit bleiben an den Kathodenwiderständen der Endstufen schon mal 20[V] * 60.6[mA] * 2 (Stereo!) = ca. 2.4[W] hängen.
  
• Jetzt wird's schwieriger: Gehen wir davon aus, daß die 5[H] Drossel nix besonderes ist und an ihr 20[V] stehen bleiben würden (was bei einem Summenstrom von (2 * 60.6[mA]) + (2 * 4.78[mA]) = ca. 130.8[mA] einem ohmschen Widerstandswert dieser Drossel von ca. 145[Ω] entsprechen würde), dann bleiben an dieser Drossel ca. 2.6[W] hängen.
  
• Die Endstufen sind bei dieser Stromaufnahme (großzügig setzen wir den Verlustwiderstand der Ausgangsübertrager - d.h. den ohmschen Widerstand der Primärwicklung - auf 0[Ω]) dann mit 320[V] (Schaltbildangabe) - 20[V] (Verlust an der Drossel) = 300[V] * 60.6[mA] * 2(Stereo!) dabei - also mit ca. 39.4[W].
  
• Damit wird von der gesamten Anodenversorgung eine Summenleistung von ca. 48.6[W] benötigt.
  
• Jetzt haben wir die Summenheizleistung und die Summenanodenleistung - aber: Wieviel bleibt eigentlich am Röhrenleichrichter stehen? Hier kann ich mich jetzt nur an die Interpretation der Kurven im chinesischen Datenblatt der 5Z4P wagen - und da ist bei ca. 140[mA] Gesamtstrom ein Spannungsabfall in der Gegend von 20[V] am Gleichrichter abzulesen. Das wäre dann eine Verlustleistung von ca. 2.8[W] - sicherheitshalber (da ich das Datenblatt nicht lesen kann) verdoppeln wir diesen Wert (für jedes einzelne Diodensystem dieser Röhre) und kommen auf ca. 5.4[W] Gleichrichterverluste des Netzteils.
  
• Damit haben wir auf der Sekundärseite des Netztrafos bei Nennnetzspannung eine maximale Leistungsentnahme von ca. 27.2[W] (Heizleistung) + ca. 48.6[W] (Anodenleistung) + ca. 5.4[W] (Gleichrichterverlustleistung) = ca. 81.2[W] Sekundärleistung des Netztrafos bei Nennnetzspannung.
  
• Jetzt ist es natürlich möglich (und zulässig!), daß die Netzspannung um 10% über dem Nennwert liegt - und damit liegt (da wir hier ja keine stabilisierten Netzteile haben) auch der aufgenommene Strom um näherungsweise 10% über dem Nennwert. 1.1 * 1.1 = 1.21 - an der oberen, zulässigen Netzspannungstoleranzgrenze liegt die Sekundärleistung also um +21% über dem vorher errechneten Nominalwert von ca. 81.2[W] - an der oberen Netzspannungstoleranzgrenze haben wir also mit einer Sekundärleistung auf dem Netztrafo von ca. 98.3[W] zu rechnen.
  
• Nach den Bildern der oben verlinkten eBay-Auktion hat der Netztrafo keinen quadratischen Kernquerschnitt - ist also mit hoher Wahrscheinlichkeit ein EI-Kernquerschnitt. Der von den Dimensionen her nächste EI-Kern, der für eine solche Sekundärleistung in Frage kommt, wäre (Standardblech vorausgesetzt) ein EI106b (105[mm](B) * 88[mm](H) * 45[mm](D)). Über diesen Kern bringt man maximal 140[VA] Primärleistung drüber, der Wirkungsgrad bei Vollast und 50[Hz] beträgt ca. 87%. Damit brauchen wir bei 98.3[W] maximaler Sekundärleistung ca. 113[W] Primärleistung --> bei 10% Netzüberspannung!
  
• Mit diesen 113[W] Primärleistung bei 230[V] + 10% = 253[V] Netzspannung liegt die maximale primärseitige Stromaufnahme fest: ca. 447[mA].
  
• Mit diesem Wert der maximalen primären Stromaufnahme können wir nun die Primärsicherung dimensionieren: 500[mA] ist der nächste Normsicherungswert --> unsere Sicherung sollte also sein: 500[mA] mittelträge (das sind 25% des Sicherungswertes, mit dem der Verstärker laut Schaltbild derzeit bestückt ist).
  
• Damit liegt für Abschätzungszwecke auch der worst-case-Vollaussteuerungswirkungsgrad (bei Vollaussteuerung ist der Wirkungsgrad am besten!) des Gesamtverstärkers fest: 113[W] maximale primäre Leistungsaufnahme zu 15[W] (2 * 7.5[W]) Leistungsabgabe --> ca. 13.3% maximaler Wirkungsgrad.
  

Viel Spaß weiterhin beim Aufbau des Gerätes und Grüße

Herbert

Hi Michael,

Naja, ich denke, mit den 300V am Schirmgitter, in Triode sollte schon gehen, da ja Anode und Schirmgitter dann immer auf dem gleichen Potential liegen ...aber es stellt sich ein Anodenstrom von fast 60mA ein...und das scheint mir zu viel...wenn auch nur etwas mehr als 10% drüber.

Gruß, Matthias

Ach ja, das wär noch gekommen: Die Themen "Leistungsabgabe" und "Klirrfaktor" wären noch gekommen (weil ich diese Werte einfach dem ersten Anschein nach beide für unrealistisch halte) - aber: Da haben sich ja nun meine Vorredner drübergemacht......da kann ich mich entspannt zurücklehnen.

Ich bin sehr gespannt, mit welchen Daten und Eigenschaften das fertig aufgebaute Gerät brilliert.......

Neugierige Grüße

Herbert

brillieren wird das Teil wohl nicht, aber ich werde ihn mal mit euren Vorschlägen eingearbeitet nachbauen

nicht nur die AÜs sondern auch der Netztrafo ist etwas klein geraten mit ca. 86mm x 72mm x 51mm

als Koppel Kondensatoren hätte ich MKT Typen genommen
für den 176.5µF Kathoden C kann ich doch auch einen 220µF und einen 47µF in Serie bauen, oder?

in Summe hat Matthias mit seiner Aussage Recht, der Bausatz ist ein Schuss in den Ofen, ob ich nach dem Bau damit Musik hören werde, oder ob er nur im Regal hübsch aussehen wird entscheidet sich wenn ich mit dem Bau fertig bin

trotzdem freue ich mich auf die Bastelei und halte euch auf dem Laufenden

Servus,

WeisserRabe (Beitrag #4231) schrieb:

brillieren wird das Teil wohl nicht, aber ich werde ihn mal mit euren Vorschlägen eingearbeitet nachbauen

ach was, wenn die Trafos nur halbwegs a bisserl was taugen, kriegt man da schon einen vernünftigen Kleinverstärker raus - nur das mit den ca. 2 * 8[W] bei Minimalstklirr und linealgradem Frequenzgang inklusive Tiefstbaß wird wohl eher nix. Und: die praktische Erfahrung, die Du mit dem Aufbau gewinnst, kann Dir keiner mehr nehmen.

nicht nur die AÜs sondern auch der Netztrafo ist etwas klein geraten mit ca. 86mm x 72mm x 51mm

Das wäre dann in etwa ein EI84b mit etwas dickerem Blechpaket und geringfügig größerem Kern: (86[mm] / 84[mm]) * (72[mm] / 70[mm]) * (51[mm] / 42[mm]) = ca. 1.2787. Mit diesem Faktor beaufschlagt, kann der Trafo bei 50[Hz] ca. 96[VA] Primärleistung - und bei einem Wirkungsgrad von 83% werden ca. 80[W] Sekundärleistung draus. Nach den vorher berechneten Werten ist der Netztrafo wohl etwas knapp ausgelegt und wird im Betrieb sicher ziemlich warm werden. Die Primärsicherung würde ich bei 500[mA] mittelträge lassen, weil 400[mA] etwas knapp sein dürften und möglicherweise unerwünscht im Einschaltmoment auslösen.

als Koppel Kondensatoren hätte ich MKT Typen genommen

.
Das ist ziemlich egal, was man da nimmt - jeder ordentliche Qualitäts-Folienkondensator (Epcos, WIMA, Roederstein usw.) hinreichender Spannungsfestigkeit geht da. Es gibt z.B. seit Röhrentagen nach wie vor den Roederstein (heute Vishay) MKT1813 mit 10% Kapazitätstoleranz. Das ist ein sehr guter Kondensator, der der Freiverdrahtungsbauweise sehr entgegen kommt, weil er axial bedrahtet ist: https://www.buerklin...rtNr_46D554&ch=67389

für den 176.5µF Kathoden C kann ich doch auch einen 220µF und einen 47µF in Serie bauen, oder?

Die 176.5[µF] sind der theoretisch berechnete Wert - so genau geht's bei Elkos mit ihren riesigen Toleranzen (-50% / +100% sind z.B. durchaus keine abwegige Spezifikation) nicht. Allerdings kannst Du keinen 220[µF] mit einem 47[µF] in Serie verschalten, weil dann als Serienschaltungskapazität herauskäme:



Also: Es entweder bei dem 220[µF] (ohne weiteren Serien- oder Parallelkondensator) belassen oder zwei 330[µF] in Serie schalten und gut ist es.

in Summe hat Matthias mit seiner Aussage Recht, der Bausatz ist ein Schuss in den Ofen, ob ich nach dem Bau damit Musik hören werde, oder ob er nur im Regal hübsch aussehen wird entscheidet sich wenn ich mit dem Bau fertig bin....trotzdem freue ich mich auf die Bastelei und halte euch auf dem Laufenden

Das ist die richtige Einstellung - viel Spaß dabei!

Grüße

Herbert

Hallo,

Ich habe gestern (oder sehr früh heute morgen) mal ein wenig "gebastelt" und probiert...
Rausgekommen ist Das:


Und LTSpice hat über Nacht herausgefunden, dass das Folgende damit bei 1Veff am Eingang erreicht werden kann:


Aber bitte nicht auf das Ergebnis festnageln! Sicher ist das auch noch nicht "der Weisheit letzter Schluss", aber so tät ich mal anfangen, um dann am realen Objekt zu optimieren.

Bei der Beschäftigung mit diesem "Zeugs" ist mir dann auch endlich klar geworden, warum die "alten Hasen" SE verachten und immer auf gegengekoppelte PP-Konfigurationen verweisen...Mit Pentoden, und gar solch krummen Dingern, wie der 6L6, kann man ja gar nichts Anderes "veranstalten" .
"Oh Herr, lass es weiterhin lineare, audiotaugliche Trioden geben!"

In diesem Sinne würde ich auch die 6P3P einfach mal vergessen, und mich um einen Heiztrafo für 2 x 2,5V/2,5A bemühen, der evtl. auch noch "unter Deck" passt und den klein dimensionierten Netztrafo entlastet. Dann noch schnell zwei UX4 Fassungen und zwei Shughuan 2A3 und zwei 100Ohm Rheostaten besorgt (als Entbrummer, die 2A3 kann man prima mit Wechselstrom heizen)...die Vorstufe etwas potenter ausgestaltet (die 6N1 kann ja etwas mehr Strom...) und den Rest der Schaltung angepasst...siehe, fertig ist der Verstärker, der bei 2W nur 0,5% Klirr macht.

In diesem Sinne,
Gruß, Matthias

Hallo,

aus Neugier eine Zwischenfrage:

- Wo baut man ein (analoges) Ruhestrom Messinstrument ein?
Sehr sehr wahrscheinlich zwischen Kathode (R) und Masse? Gibt es wegen den langen Leitungen zum Messinstrument keine Probleme?

Gruss,
Michael

Servus Michael,

ein Ruhestrommeßwerk wird zusammen mit einem passenden Vorwiderstand parallel zum Kathodenwiderstand geschaltet. Übliche Meßwerke haben Vollausschlagströme in der Gegend von 50[µA] bis 1[mA] - bei einem Spannungsabfall am Meßwerk, der meistens deutlich unter einem Volt bleibt. Parallel zum Meßwerk (also hinter den Vorwiderstand) gehört unbedingt ein antiparalleles Pärchen Dioden mit guten Sperrdaten (entweder selektierte Germaniumdioden - das dürfte heutzutage nicht mehr einfach sein - oder passende Schottkydioden). Die Dioden dürfen nicht an warmen Stellen plaziert werden, weil sich ihr Sperrstrom pro 10[°C] Temperaturerhöhung näherungsweise verdoppelt --> Sperrstrom, der durch diese Dioden fließt, verfälscht das Anzeigeergebnis. Diese Schutzdioden sind die Lebensversicherung für das Meßwerk für den Fall, daß der Kathodenwiderstand abbrennt.

Die Kabellänge zum Meßwerk ist unkritisch, da dieser Punkt der Schaltung niederohmig ist und in aller Regel wechselspannungsmäßig kalt ist (Kathodenkondensator parallel zum Kathodenwiderstand jetzt mal stillschweigend vorausgesetzt). Die beiden Adern parallel zum Kathodenwiderstand abgreifen, verdrillen, zum Meßwerk führen und direkt am Meßwerk sowohl den Vorwiderstand wie auch die beiden Schutzdioden anbringen - that's it.

Grüße

Herbert

Servus Herbert,

als optisches Gimmick, wäre mir der Aufwand dann doch zu groß. Sicher das es bei jedem Instrument so ist? Ich rede von diesen Einbaumessinstrumenten im Retro Look.
Warum ist dieser Vorwiderstand und Dioden nicht schon im Instrument eingebaut?
Komischerweiße finde ich zu dem Thema überhaupt nichts im Netz, obwohl das viele einbauen.

Gruss,
Michael

Hallo Michael,

Wenn es solch ein Dingens ist, brauchst du es nur zwischen Kathodenwiderstand und Masse zu klemmen...Shunt-Widerstand ist schon drin...Schutzdioden fehlen...Aber bei dem Preis

Gruß, Matthias

Servus Michael,

D1675 (Beitrag #4236) schrieb:

als optisches Gimmick, wäre mir der Aufwand dann doch zu groß.

Naja, zwei Schottkydioden und ein passend dimensionierter Metallfilmwiderstand.....das sind in Summe weniger als 50 Cent.....und das alles an die Meßwerkanschlüsse zu löten dauert keine zehn Minuten.....ich würde da nicht von großem Aufwand sprechen.....

Sicher das es bei jedem Instrument so ist? Ich rede von diesen Einbaumessinstrumenten im Retro Look.

Auch diese Dinger dürften ganz normale Drehspulmeßwerke sein - erkennbar am linearen Skalenverlauf. Nur wenn die Skala unlinear (z.B. im unteren Bereich gestaucht) verläuft, könnte es sich um Dreheisen- oder Hitzdrahtmeßwerke handeln.....aber das wäre dann eine ganz andere Geschichte. Und, ja, es gab Meßwerke (z.B. von Gossen), in denen waren Vorwiderstände und Meßgleichrichter eingebaut (sowas wurde z.B. im Rohde & Schwarz NF-Millivoltmeter UVN http://www.rathlev-home.de/museum/messgeraete/uvn.html verwendet) - aber diese Dinger spielen in einer gaaanz anderen Liga, weil echte, seriöse und präzise Meßtechnik und keine Schätzeisen.

Warum ist dieser Vorwiderstand und Dioden nicht schon im Instrument eingebaut?

Weil der Hersteller eines Meßwerkes nicht wissen kann, für welchen Meßbereich der Endanwender so ein Meßwerk einsetzen möchte und sich nicht durch eine einengende Festlegung Teile seines Geschäftes ruinieren möchte.

Komischerweiße finde ich zu dem Thema überhaupt nichts im Netz, obwohl das viele einbauen.

Den Vorwiderstand braucht's immer - und den kann man ganz einfach mit dem ohmschen Gesetz berechnen, weil bei einem seriösen Drehspulmeßwerk sowohl der Vollausschlagsstrom wie auch der Innenwiderstand immer angegeben sind. Das mit den Schutzdioden ist dann schon vorausschauende, professionelle Schaltungsentwicklung (etwas, was ich nicht allen im Netz zu findenden Verstärkerschaltungen unterstelle) - eine Art der Schaltungsentwicklung, die auch auf realistischerweise denkbare Fehlerfälle abstellt. Und da ist es nun mal so, daß Drehspulmeßwerke verschnupft reagieren, wenn sie mit mehr als dem ungefähr doppelten Vollausschlagsstrom beaufschlagt werden. Da leidet dann möglicherweise die Anzeigegenauigkeit dauerhaft (speziell Spannbandmeßwerke reagieren hier empfindlich)......oder bei noch größerer Uberlastung brennt gleich die ganze Meßwerkspule durch....Punkt. Und als ernsthafter Schaltungsentwickler macht man sich halt über diesen Fall Gedanken und versucht sich in der schaltungstechnischen Verhinderung derartiger Szenarios (zumal ernsthafte Drehspulmeßwerke nicht immer so saubillig wie heute waren).

Grüße

Herbert

mk0403069 (Beitrag #4237) schrieb:

Dingens

Ein Drehspulmeßwerk mit nichtlinear verlaufender Skala ....der 100[mA] Strich müßte genau in der Mitte der Skala stehen.....Mann, das kann ja ein richtiger Lottozahlengenerator sein......aber, Du hast absolut recht: Bei dem Preis......

Genauigkeitsklasse: 2.5 - d.h. (wenn diese Angabe stimmt): Meßfehler +/-2.5% vom Meßbereichsendwert, also +/-5[mA]. Wenn die Nadel im gedehnten unteren Bereich auf dem 10[mA] Strich steht, dann können da 5[mA] durch das Instrument fließen.....oder auch 15[mA] (was dann einem Meßfehler von +/-50% bezogen auf den angezeigten Meßwert entsprechen würde). Aber: Für Gimmick-Zwecke ist das alles völlig ok. Das einzige, was man bei Verwendung dieser Dinger nachprüfen sollte, ist, daß alle in einem Verstärker verbauten Exemplare den selben Fehler mit dem selben Vorzeichen aufweisen - nicht, daß dann die Nerven blank liegen, weil man die Ruheströme aller Endröhren irgendwie nicht auf denselben Wert kriegt....

Grüße

Herbert

mk0403069 (Beitrag #4237) schrieb:

Hallo Michael, Wenn es solch ein Dingens ist, brauchst du es nur zwischen Kathodenwiderstand und Masse zu klemmen...Shunt-Widerstand ist schon drin...Schutzdioden fehlen...Aber bei dem Preis Gruß, Matthias

Genau das meine ich, wenn man es einfach zwischen Rk und Masse hängt, entsteht ja diese lange Leitung. Ist das kein Problem, in irgend einer Hinsicht?

@Herbert, danke für deine Erklärungen, du hast Recht, viel Aufwand ist es nicht und Sicherheit ist wichtig!

Grüße,
Michael

Hi Herbert,

Hast Recht, aber als "optisches Gimmik" allemal "frisch"

Übrigens, wenn man die Dinger einmal geeicht hat, zeigen die sogar recht exakt an (so +/-1-2mA...naja, so wie es halt der Ablesefehler ohne "Spiegelband" und altersbedingte Augenschwäche zulässt)

Gruß, Matthias

Edit:

Genau das meine ich, wenn man es einfach zwischen Rk und Masse hängt, entsteht ja diese lange Leitung. Ist das kein Problem, in irgend einer Hinsicht?

Nee, ist ok...vielleicht nicht komplett 4 mal um den Verstärker rumlegen

D1675 (Beitrag #4240) schrieb:

Genau das meine ich, wenn man es einfach zwischen Rk und Masse hängt, entsteht ja diese lange Leitung. Ist das kein Problem, in irgend einer Hinsicht?

Bei Kathodenbasis-NF-Verstärkern unproblematisch. Die beiden Leitungen verdrillen und gut ist es - länger als ca. 50[cm] werden sie ja wohl nicht sein, oder? Und ich nehm mal an, daß in dem Meßwerk wirklich ein Shunt integriert ist (also niederohmiger, nichtinduktiver Widerstand) - sollte dem nicht so sein und das Meßwerk tatsächlich eine hochbelastbare "200[mA]-Wicklung" als Drehspule haben, dann müßte man sich die Induktivität dieser Spule mal ansehen.

Grüße

Herbert

...ist ein Stückel Konstantandraht drin...

So, Kameraden, and now for a complete different Story:

Bei Jan Wüsten gibt's derzeit eine für Verstärkerbauer hochinteressante Röhre samt Fassung für akzeptables Geld zu kaufen - die RS1003:

http://www.die-wuestens.de/rb/RS1003.jpg

Preis für die Siemens NOS-Röhre: EUR 29,--; Preis für die dazu passende Keramikfassung: EUR 9,20. Das mit der Keramikfassung ist eminent wichtig - die ist nämlich im allgemeinen nicht zu bekommen.

Ich hab' vor Jahrzehnten mit dieser Röhre während meiner Militärzeit als Endstufenröhre im 100[W] Kurzwellensender SK010 von Rohde & Schwarz zu tun gehabt: http://www.museum-nt.de/objekte/rs_sk010.html

Diese Röhre ist sehr robust - die konnte stundenlange Oberstrichleistungsabgabe im FSK-Fernschreibbetrieb.

Damit kann man (allerdings nur straff gegengekoppelt) Eintakt-A-NF-Verstärker aufziehen, die nur noch eine Pentode vorne dran brauchen und dann bei richtiger Schaltungsdimensionierung problemlos 15[W]....20[W] bei ansonsten ordentlichen technischen Daten abliefern.

Ein interessantes Rohr! Bei tubedata.info gibt's allerdings kein Datenblatt dazu - bei Interesse bitte Bescheid sagen, dann wühl ich mal in meinen Unterlagen......

Grüße

Herbert

Hi Herbert,

Sieht interessant aus...jedenfalls interessanter, als die Sache mit den 6P3P
Hier wurde schon mal Sowas realisiert.
Da ist dann auch noch ein Datenblatt.
Nur die Sache mit dem Ra von 1,8kOhm scheint mir nicht so leicht...Mein Standard-Lieferant hat 1,25 oder 2,5kOhm im Angebot...
Ist auch gut so, kann hier vor Verstärkern "kaum noch treten"...aber reizen täts mich schon...HighEnd SE mit krummen Pentoden

Gruß, Matthias

mk0403069 (Beitrag #4245) schrieb:

Nur die Sache mit dem Ra von 1,8kOhm scheint mir nicht so leicht...Mein Standard-Lieferant hat 1,25 oder 2,5kOhm im Angebot...

Zwei von den Dingern parallel schalten, in Triodenschaltung beschalten (das sollte bei dem hochbelastbaren Schirmgitter problemlos gehen) und mit einem Curve-Tracer die Kennlinien ausmessen. Wahrscheinlich ist die Sache dann bereits so niederohmig, daß der Gedanke an OTL bereits in die Nähe rückt....

Gaudi beiseite: Der Reiz an dieser Röhre ist ihre - verglichen mit der 6C33C-B (6.3[V] / 6.6[A] - also ca. 42[W]) - recht niedrige Heizleistung von ca. 15[W] (und damit einhergehend die Reduzierung der thermischen Probleme). Die Linearität dieser Röhre muß auch recht gut sein, weil der vorher erwähnte Kurzwellensender auch AM-moduliert werden konnte.....und meiner Erinnerung nach wurde das (bei natürlich reduzierter Trägerleistung) mit Vorstufenmodulation und nicht mit einem eigenen Modulationsleistungsverstärker gemacht.

Grüße

Herbert

Geht es euch auch so, dass ihr nicht wisst welchen Röhrenverstärker ihr als nächstes bauen wollt?
Es gibt einfach zu viele Möglichkeiten...

Gruss,
Michael

Hallo,

Es gibt einfach zu viele Möglichkeiten...

Sei froh, das Du nur Röhren verwendest.

Bei Transistoren gibt es wesentlich mehr Schaltungsvarianten und Transistortypen!

MfG
Volker

Genauso isses. Allein wenn man sich mal überlegt, wie sich die Möglichkeiten mit "PNP"-Röhren vervielfachen würden......

Grüße

Herbert

Weiß jemand was mit dem Onlineshop "cubesfortubes" los ist? Da gibt es schon seit über einem Jahr keine Trafohauben mehr zu kaufen.
Weiß jemand irgend einen alternativen Shop für Trafohauben? Werde leider einfach nicht fündig.

Gruß,
Michael

Ich hab genau dasselbe Problem mit fehlenden Trafohauben.

So ein Zufall, ich suche gerade eine Haube für einen Ringkern ca. 100x30mm, möglichst rund...

Mimamau (Beitrag #4252) schrieb:

So ein Zufall, ich suche gerade eine Haube für einen Ringkern ca. 100x30mm, möglichst rund... ;)

http://www.amazon.de...eywords=gulaschsuppe