Röhrenverstärker- Selbstbau- Thread

Jetzt fehlt meinem Phono-Pre nur noch eine schöne Zarge.





Hier schonmal an seinem vorgesehenen Platz, funktioniert, auch wenn da grade ein MC dran hängt.

Hallo Mimamau,

Du stiehlst mir die Show
Nee, aber mal im Ernst, sieht toll aus, was Du da verzapfst. Und ich vermute mal, dass Du keine Brumm-Probleme hast.

Haste denn schon ein schönes Holz für die Zargen?
Könnte sonst mal in mein Archiv schauen...habe da mal bei einem Online-Händler wunderschöne Tropenhölzer gekauft...

Gruß, Matthias

Brummen habe ich nur minimal auf einem Kanal, da muss ich nochmal mit der Verkabelung spielen. Muss ich sowieso, habe irgendwo L/R verdreht.

Vom Holz her wirds einfach Buche, soll ja zu meinem Verstärker passen.
Die Leisten habe ich schon hier liegen, aber morgen ist Sonntag und da mit Kreissäge und Fräse...

Vielen Dank für den Tipp mit der Kupferleitung!

Hallo,

ich verwende auch gerne, Kabel aus alten PC Netzteilen, Stromleitungen von Schrottgeräten etc. Kupfer ist so ziemlich überall drinn und der Trick mit der massiven Elektroinstallationslitze aus dem Baumarkt ist ein alter Hut

Grüße,

Georg

Hallo,
Mimamau, Dein Werk gefällt mir. Vorallem das Gehäuse ist super! Und die Platte erst
Schönen Sonntagabend,
Thomas

Die Platte auf dem Player oder die dahinter?

Ich werde mal noch die erste Hochspannungsplatine umdrehen, dann bin ich mit dem AC weiter von den Signalleitungen weg.



Und ausgerechnet jetzt hat mein Haupt-Dreher mal wieder Schluckauf und kann die Geschwindigkeit nicht konstant halten...

Endlich ist mein Aikido Phono-Pre im neuen Gewand fertig:

gerade über ein nettes Teil gestolpert: http://www.youtube.com/watch?v=gzcy2atC6wQ

Hallo,

Hat jemand schon mal den RIAA-Entzerrerverstärker aus Richis Beitrag hier und im Speziellen die Variante mit E88CC hier aufgebaut und Erfahrungen damit? Die Schaltungsbeschreibung klingt sehr interessant und lässt eigentlich auf ein brauchbares Ergebnis schließen.
Leider gelingt mir schon in der Simulation kein, der RIAA-Schneidekennlinie entsprechender Frequenzgang...zu wenig Pegel im Bass, zu viel in den höheren Frequenzen und bei 1kHz komme ich so auch nicht auf 0dB

@Mimamau...

Gefällt.
Wenn ich mit dem Obigen nicht klarkomme, wirds vielleicht auch der Aikido...obwohl ich die Lösung mit den E88CC ohne SRPP(?) vorziehen würde.

Gruß, Matthias

Hallo Matthias,

das verwundert nicht, dass sich mit berechneten Entzerrstufen der gewünschte Frequenzgang nicht einstellt. Es bleiben bei den Berechnungen einfach zu viele Faktoren unberücksichtigt.

Meine ganz praktische Erfahrung mit Phonostufen ist, man braucht Potis und Kondensatordekaden und eine Menge Fummelarbeit, bis es passt. Und insbesondere wenn man dann auch noch die Frequenzkorrektur in der Gegenkopplung realisieren will, hilft nur probieren. Ich vermute mal, dass alle Schaltungsvorschläge für den Nachbau zuvor in stundenlangem Probieren entstanden sind.

Und das mit dem Aikido würde ich mir auch nochmals überlegen. 8 Systeme pro Kanal, wo nur zwei genügen (und trotzdem nur 40dB Verstärkung) und eine inverse Einkoppelung vom Netzbrumm, um die schechte Anodenversorgung zu kompensieren, ich weiß nicht, ob das glücklich macht.

Gruß
sb

Solche Schaltungen kann man schon rechnen. Allerdings müssen (wegen reproduzierbarer und bekannter Verstärkung sowie Innenwiderstände) alle Stufen in sich stark stromgegengekoppelt sein (einzige Ausnahme vielleicht: die erste Stufe) und das (passive) Entzerrernetzwerk muß über gesamten Frequenzbereich einen Innenwiderstand / Impedanz haben, die groß gegenüber dem Innenwiderstand der treibenden Stufe ist (vermeidet Einflüsse durch Innenwiderstandstoleranzen der treibenden Stufe auf die Entzerrerkennlinie) und klein gegenüber dem Innenwiderstand / Impedanz der getriebenen Stufe ist (hierzu gehört selbstverständlich auch die Eingangskapazität der getriebenen Stufe). Um die kapazitiven Lasteffekte des Eingangs der getriebenen Stufe zu minimieren, kann es sinnvoll sein, die Verstärkung dieser Stufe sehr klein zu halten, damit der phaseninverse Anodenspannungshub klein bleibt (ggf. Einsatz einer Pentode). Das wiederum legt nahe, die Verstärkung in den ersten Stufen zu maximieren (um möglichst früh aus dem Rauschen rauszukommen) und damit das (passive und pegelzehrende) Entzerrernetzwerk recht weit hinten in der Schaltung anzuordnen.

Damit's reproduzierbar und kanalgleich wird, sollten die Widerstände des Entzerrernetzwerks (sowie der Anoden- und Kathodenwiderstand der treibenden Stufe) eine Toleranz von 1% aufweisen - bei den frequenzbestimmenden (Folien) Kondensatoren sollten es nicht mehr als 5% (besser: 2%) sein. Solche Bauteile gehen heutzutage für sehr wenig Geld her, so daß diese Forderung kein Beinbruch ist.

Solche Verstärker lassen sich mit reproduzierbaren und kanalgleichen Eigenschaften so entwerfen, daß sie keinen einzigen Abgleichpunkt durch Trimmpotentiometer oder ähnliches benötigen.

Grüße

Herbert

Noch ein paar Worte zu der veröffentlichten Schaltung, zu den Feststellungen von Matthias und der Schaltungsberechnung.

Ich habe mal gelernt, dass man eine Cascode-Schaltung einer Pentodenschaltung gleich setzen kann, weil die Rückwirkung der unteren Anode fast wegfällt. Das Gitter der oberen Röhre wirkt fast wie ein Schirmgitter. Nun habe ich versucht im Internet etwas über die Verstärkungsberechnung einer Cascode-Schaltung zu finden. Und da ist einfach nur Ruhe!

Wenn ich die Verstärkung mit S * Ra annehme (was bei einer Pentode einen etwa 10% zu hohen Wert ergibt), so käme ich auf 9.5mA/V (S) mal 9.1k (Ra) = 86.45. Rechne ich genauer mit S * Ri * Ra / (Ri + Ri' + Ra), so ergibt dies 82.425.
Rechne ich die obere Stufe allein, ohne Ri' so ergibt dies 24.82 und rechne ich die untere Stufe aus der nötigen Anodenstromänderung von 1.03mA für eine Anodenspannungsänderung von 1V am Arbeitswiderstand, so ist dazu eine untere Gitter-Katodenspannungsänderung von 68.7mV nötig. Dies entspräche aber nur noch einer Verstärkung von 14.5 und da ist der "Verlust" des nicht überbrückten Rk nicht berücksichtigt. Bei einer Anodenstrom-Änderung von besagten 1,03mA entsteht da ein Spannungsabfall von 187.46mV, welche zu den 68.7mV zusätzlich "anzuliefern" sind. Wir hätten dann eine Verstärkung von nur noch 3.86
Jetzt kann ich einfach nur hoffen, dass jemand genaueres weiss.

Bei der vorliegenden Schaltung bin ich von einer Verstärkung der Cascode-Stufe von 380 ausgegangen und die zweite Verstärkerstufe bringt es auf rund 26.5, macht total rund 10000. Würde ich die Verstärkung der ersten Stufe aufteilen auf jene der unteren und jene der oberen Röhre, diese Verstärkungen multiplizieren und das mal die dritte Stufe, dann käme ich je nach Rechnung auf solche Werte. Das entstände, wenn ich oben mit 75 rechne, unten mit 5 und 26 bei der dritten.
Ich kann es drehen wie ich will, ich finde viele Ideen, aber keine Fakten. Und wie wir noch sehen ist die Leerlaufverstärkung bei einer RIAA-Stufe entscheidend.

Zu den Feststellungen von Matthias ist zu sagen, dass dies durchaus eintreffen kann, wenn wir nicht die angestrebte Leerlauf-Verstärkung erreichen. Und das scheint nun wirklich so zu sein.

Und jetzt zu den Berechnungsgrundlagen:
Wenn wir einen Entzerrverstärker mit den Zeitkonstanten 3180 und 318 Mikrosekunden per Gegenkopplung bauen und das mit OPV, dann haben wir eine Leerlaufverstärkung von >80dB. Gehen wir von einer praktischen Grundverstärkung von 46dB bei 1kHz aus, dann wird die maximale Verstärkung bei 20Hz rund 66dB. Also können wir davon ausgehen, dass die Verstärkung immer genügend Reserven bereit hält.
Haben wir aber (wie im vorliegenden Fall zu vermuten ist) eine geringere Verstärkung von mal angenommen 55dB, dann werden wir selbst ohne jede Gegenkopplung die benötigten 66dB nicht erreichen, das ist einleuchtend. Damit stimmt der Frequenzgang im Bass überhaupt nicht, in den Mitten wird der Pegel kaum erreicht und selbst in den Höhen bleibt noch ein Restfehler.

Ich habe mir einmal aus den Daten, die man im Internet findet, eine Tabelle erstellt, welche die Entzerrkurve darstellt. Und ich habe weiter aus dieser Tabelle die Entzerr-Abweichungen abgeleitet, welche durch Verstärkungsabweichungen entstehen. Ich kann es mal so sagen: Das Erstellen des Berechnungsprogramms (auf Excel) ist eine mögliche, aber nicht ganz einfache Aufgabe. Und es hat sich dabei gezeigt, dass die Entzerrung bei den beiden tieferen Frequenzen vorteilhaft in der Gegenkopplung vonstatten geht, weil damit die Übersteuerungsgefahr der Eingangsstufen gebannt ist. Andererseits ist aber eine Fehlerminimierung bei der höchsten Frequenz (75 Mikrosekunden) in der Gegenkopplung nicht mehr zu optimieren. Eine separate (passive) Entzerrung in einer Ausgangsstufe ist da präziser.

Fazit:
Bei der vorliegenden Schaltung sind Fehler möglich. Ich habe nach bestem Wissen und mit allen Fachbüchern und Internet, kurz mit allem, wessen ich habhaft werden konnte versucht, die Berechnung praxistauglich durchzuführen. Wenn dies nicht geglückt ist tut es mir leid. Wenn sich eine Cascode nicht so verhält wie ich es gelernt habe kann ich niemand mehr belangen, mein Fachlehrer ist leider verstorben.

Relativ sicher ist, dass wir bei genügender Leerlauf-Verstärkung (5 mal mehr als für 20Hz gefordert ist!) bei Verwendung der reinen Zahlen, die sich aus der Zeitkonstante herleiten lassen recht dicht am Optimum sind. Sobald wir mit der Leerlauf-Verstärkung tiefer liegen (was bei Röhren schnell möglich ist) müssen die Widerstände so weit vergrössert werden (besonders jener der 3180 Mikrosekunden), dass die gewünschte Verstärkung überhaupt möglich ist. Eine wirklich gute Abstimmung (Fehler unter 0,01dB) sind erst bei genügender Verstärkung (also vorwiegend mit OPV) und entsprechender Gegenkopplung möglich.

Ich habe mir die Sache mit der Verstärkung nochmals durch den Kopf gehen lassen. Nehmen wir die bekannte Formel
V= Mü * Ra / (Ri + Ra)
dann können wir Mü durch S * Ri ersetzen. Dies aufgrund der Barkhausenschen Röhrenformel.

Im letzten Beitrag habe ich versucht, die Verstärkung der beiden Röhren, welche zusammen eine "Pentode" bilden, einzeln zu betrachten. Und dies scheint erfolglos. Nach einigen schlaflosen Stunden bin ich zur Ansicht gelangt, dass ich die beiden Teile nur zusammen betrachten kann, da sie untrennbar miteinander "verwoben" sind.

Aber zuerst zur grundsätzlichen Verstärkung. Im Prinzip kann ich sagen, dass mehr als S * Ra nicht möglich ist. S besagt, wie hoch die Anodenstrom-Änderung pro Volt Gitterspannungs-Änderung ausfällt. Wenn ich keine Rückwirkung der sich ändernden Anodenspannung auf den Anodenstrom annehme (also Durchgriff = NULL, entspricht einem unendlichen Ri der Röhre) dann bekomme ich genau V = S * Ra.
Setze ich in der bekannten Formel die Werte ein, z.B. (hat jetzt nichts mit der tatsächlichen Schaltung zu tun!) S = 1.25mA/V, Ri = 80k und Ra = 220k (eine ECC83), dann würde V = 1.25 * 80 * 220 / 300 = 73.333.

Was wäre wenn
ich Ri auf 800k vergrössere? Dann wäre über dem Bruchstrich 1.25 * 800 * 220 und darunter 1020. Das ergäbe ein V von 22000 / 1020 = 215.7
Und was wäre, wenn ich Ri auf 8M vergrössere? Dann hätten wir oben 2'200'000 und unten 8220, das ergäbe 267.64 und wenn wir das weiter spinnen, so landen wir bei Ri unendlich und haben damit über und unter dem Bruchstrich eine Zahl von unendlich, nämlich Ri. Und damit könnten wir diese Zahl auskürzen, denn unendlich oder unendlich plus 220 ist immer noch unendlich. und 220 mal unendlich ist und bleibt unendlich. Was also bleibt wäre über dem Bruchstrich S * Ra (1.25 * 220) und unter dem Bruchstrich eine 1. Die maximale Verstärkung könnte somit für diese angenommene Röhre 275 bei diesem Ra werden. Und das ist eben der theoretische Wert von S * Ra.

Jetzt überlegen wir uns was passiert, wenn wir statt dieser Triode eine Pentode verwenden, bei welcher die Schirmgitterspannung fest ist.
(an dieser Stelle wären jetzt die Daten aus dem Datenblatt als JPG eingefügt, wenn die Funktion ginge).
Das Schirmgitter "verhindert" die Rückwirkungen der Anodenspannungsänderung. Wenn ich also eine Pentode betrachte, welcher einer ECC83 von den Werten her gleicht (EF86), dann sehen wir einen angegebenen Ri von 2,5M und damit würde die Verstärkung schon im Bereich des Maximums von rund 330 zu liegen kommen.

Wir sehen daraus, dass S * Ra zwar grösser ist als die tatsächliche Verstärkung, dass wir aber in diese Grössenordnung kommen.
Also müssen wir uns fragen, wie denn die Sache bei der Cascode aussieht. Sicher ist, dass bei zwei Röhren parallel S verdoppelt und Ri halbiert wird, Mü bleibt gleich. Daraus können wir doch ableiten, dass Ri der Cascode die Summe der beiden Ri, also jener der unteren und oberen Röhre ist.
Gehen wir mal von der Grundschaltung aus, wo wir (wie in den Datenblättern) den Rk mit einem Elko überbrückt haben. Dann haben wir an der unteren Röhre (bestehend aus zwei parallelen Systemen) einen Ri von 2.125k und ein S von 15mA/V. Mü wird damit 31.875.
Bei der oberen Röhre haben wir ein Mü von 33, eine S von 10.7 und einen Ri von 3.084k. Dies zumindest theoretisch. Praktisch stellt die untere Röhre den Rk der oberen dar und damit wird deren Ri' = Mü * Rk = 33 * 2.125 = 70.125 und Ri total = Ri + Ri' = 3.084 + 70.125 = 73.209k

Setzen wir nun diese Werte in der Verstärkungsberechnung ein, so haben wir S * Ri * Ra / (Ri + Ra) = 15 * 73.21 * 9.1 (= 9993.165) / (73.21 + 9.1) = 9993.165 / 82.31 = 121.4. Der theoretische Wert wäre (S * Ra) 136.5

Zu erwähnen ist, dass wir ja Mü durch S * Ri ersetzt haben und Mü ist 1/D, damit ist der Durchgriff via S und vor allem Ri berücksichtigt.

Gehe ich mal davon aus, dass diese Überlegungen richtig sind, dann sollten wir in der ersten Stufe, also der Cascode eine Verstärkung von rund 120 erhalten. Dies ohne Berücksichtigung des Rk.
Jetzt können wir diesen berücksichtigen und zwar auf zwei verschiedene Arten: Wir können einmal den Ri der unteren Stufe erhöhen, wenn wir ein Ri' einfügen. Dieses bildet sich aus Mü (der unteren Stufe) * Rk und das ergäbe ein Ri' von 5.8k und folglich ein Ri tot der unteren Stufe von 8.885k. Dies hätte natürlich wieder Rückwirkungen auf den Ri der oberen Röhre, denn deren "Rk" (Also die untere Röhre) ist grösser geworden und damit der gesamte Ri der Schaltung.
Die Alternative ist die Berechnung der Eingangsspannung für 1V Ausgang. Dies wäre 1/ V, also 1/121.4 = 8.237mV am Eingang für 1V an der Anode.
Und für 1V an der Anode brauchen wir (1 / 9.1) eine Anodenstromänderung von rund 0.11mA. Diese 0.11mA Stromänderung lassen am Rk von 182 Ohm eine Spannung von 20mV entstehen. Wir brauchen somit am Gitter gegen Masse den Ausgleich der Katodenspannung von 20mV sowie die eigentliche Ansteuerung von 8.237mV, macht total 28.237mV für 1000mV am Ausgang. Die Verstärkung der Cascode mit Stromgegenkopplung liegt folglich bei 35.4.

Wenn ich nun die Verstärkung der zweiten Stufe hinzu nehme (ca. 26) so ergibt dies eine totale Leerlaufverstärkung von 920 und damit sind wir unter der geforderten Verstärkung von mindestens 66dB (2000). Mit den 66dB bekämen wir eine praktische Ausgangsspannung von 0,5 bis etwa 1,5V, je nach System und Plattenschnitt. Mit den tatsächlichen 59,3dB ist eine maximale (gegengekoppelte) Ausgangsspannung von rund 316mV möglich, bei welcher die Entzerrung noch ziemlich passend hin zu bekommen ist.

Wenn wir nun die vorliegende Schaltung optimieren wollen, so können wir irgendwie versuchen, die Wirkung des Rk zu reduzieren. Mit der maximal möglichen (praktischen) Verstärkung von 121.4 * 26 ergibt dies den gerade ausreichenden Wert von 3156.4. Das bedeutet, dass wir durch diese ganze Verstärkungs-Berechnungs-Unsicherheit bei der Cascode (die jetzt stimmen dürfte) eine sinnvolle Verstärkung von "nur" etwa 34dB (bei 1kHz) hin bekommen, was einer effektiven Ausgangsspannung von 250 bis 500mV entspricht. Oder wir müssten statt der E88CC mit EC86 und ECC81 (oder weiteren Stufen) arbeiten. Es erscheint mir aber unumgänglich, die Schaltung nochmals neu zu berechnen. Kann aber auch sein, dass mir noch etwas anderes einfällt...

Hallo Richi,

vielen Dank für Deine Mühe.
Ja, es ist die zu geringe Verstärkung der ersten beiden Stufen...
Habe (simuliert) die Anoden-Widerstände dieser beiden etwas (9,09kOhm -> 10kOhm und 16,9kOhm -> 18kOhm) erhöht. Weiterhin ist der 825kOhm Widerstand entfallen. Damit wird jetzt die entsprechende Verstärkung im Bass-Bereich erreicht. Der 37,4kOhm Widerstand ist einem mit 18kOhm + 1MOhm parralel gewichen. Die beiden 1nF sind jetzt zu einem 4,7nF geworden, die Kombination 22,10 und 3,9nF sind durch 10 + 3,3nF parallel ersetzt und am Ende (der Gegenkoppelung) kommt noch eine R/C Kombi 330Ohm + 10nF parallel, um den Abfall im Höhenbereich etwas zu mindern. Dann hängt da noch ein Poti nebst folgender Dämpfung und anschließender 2-stufiger 6SN7 "hinten" dran, um auf 1,5V Line-Pegel zu kommen...Hätte da auch Deinen Entwurf mit den E88CC mit "weggelassener Klangregelung" hier bemühen können, was jedoch irgendwie mit zu hoher Ufk "Frickelei" bei der Heizung der letzten Stufe nach sich gezogen hätte.
Simuliert stimmt jetzt der Frequenzgang ziemlich genau...-0,5dB bei 20Hz und -0,3dB bei 20kHz.
Klirr liegt bei 20Hz und 20kHz unter 0,03% und bei 1kHz bei 0,015%...sollte also auch real weit unter 0,1% bleiben. Ich hoffe, wegen des hohen Stromes und der relativ kleinen Widerstandswerte auf ein sehr geringes Grundrauschen.
Aufgefallen ist mir, dass die Siebung für diesen Pre exzellent ausfallen muss, da das "Festlegen des Gitters" der "oberen" E88CC der ersten Stufe dazu führt, dass jedes µV Brumm in der UB gnadenlos mitverstärkt wird. Aber eine CLCRC sollte das schaffen.

Somit habe ich einen Ansatz und werde so erstmal aufbauen.
Sollte mir der Aufbau gelingen, werde ich die umgestrickte Schaltung nachreichen.

Gruß, Matthias

Hallo,

Heute mal die Vorstellung meines ersten Versuches "wohnzimmertauglicher" 845'er Monoblöcke.
Hat etwas länger gedauert, da ich mit Brumm-Problemen zu kämpfen hatte. Diese jedoch nicht elektrisch, sondern mechanisch.
Eigentlich mag ich Hammond Trafos und Übertrager recht gern und hatte auch noch nie Pech damit, aber die reinen Heiztrafos von denen sind unterirdisch. Jetzt versehen Heiztrafos von Reinhöfer Dienst (unter Deck) und das Brummen hat ein Ende.
Insgesamt ist die Performance etwas schlechter als bei meinen 845/211'er Meßverstärkern, hier unter "Effektgerät4" vorgestellt, was zum Einen an der Verwendung von Hammond-Übertragern satt derer von Reinhöfer liegt, und zum Anderen am Fehlen der Stabilisierung der Anodenspannung der Endröhren. Aber es sollte eben eher kompakt werden in etwas "altbackenem" Design und da gefallen die Hammond-Trafos mit ihrem stehenden "Ur-Trafo Design" irgendwie doch besser.
hier Bilder:


Mit zuschaltbarer 6dB ÜberAllesGegenkoppelung (linker Schalter = abschaltbare Dämfung 6db, rechter Schalter = Gegenkoppelung 6dB)


Bei der "Arbeit":


Und Ja, witzelt über die Pro-Ject RPM1.3 - Ösi-Tschechen "Pressfaser-Platten-Fräse"...aber ich habe erst vor zwei Wochen zum Vinyl zurückgefunden...und dös ist um Welten besser als der letzte Dreher von Lenco, den ich vor 10 Jahren hatte. Es muss zum Einstieg ja nicht unbedingt ein Technics sein
Und Nein, es müssen nicht diese "schweineteuren" ELROG 845 sein...die "Standard-Chinesen" tun es auch...wenn selektiert...aber auch dann nicht so gut.

Bei 10Wrms komme ich auf 0,6% Klirr ohne Gegenkoppelung (DF ca. 3,8 ) und auf 0,3% mit Gegenkoppelung (DF ca. 10).
Natürlich könnte ich jetzt was von 25W und mehr "schwafeln"...
Aber
1. brauche ich diese Leistung nicht
und
2. was nützen 25W bei 10% Klirr?

Wenn ich dann wirklich mal was zum "Schwanzlängen-Vergleich" brauche, dann mach ich mal in 845 PP und hab dann 150 und mehr Watt bei unter 1% Klirr, aber wer braucht das?

Bei Interesse gibt es auch Bilder von den Messungen und einen Schaltplan...recht ungewöhnlich, ECC83-ECC83-300B-845...

Gruß, Matthias

Hallo,

schöne Riesenzipfel hast du da Naja, die Leistung ist nicht so wichtig, vorausgesetzt man verfügt über brauchbare, entsprechend empfindliche Lautsprecher. Ich begnüge mich ja selber auch nur mit knapp 5-7W Maximalleistung und bin zufrieden.

Und wie schaut es mit den inneren Werten ( Verdrahtung ) der Monoblöcke aus ?

Grüße,

Georg

die 300B treibt die 845? das finde ich sehr interessant, die 300B kenne ich hauptsächlich aus SE Amps mit viel Geschwurbel inklusive

Optisch sind die Teile sehr gelungen

wo du gerade die Watt Protzerei bei 10% Klirr ansprichst, sind dir die IcePower Endstufen in der aktuellen K&T aufgefallen?

Hallo,

Und wie schaut es mit den inneren Werten ( Verdrahtung ) der Monoblöcke aus ?

Naja....nicht wirklich schön...nach gefühlten 22000 Änderungen...
Das hol ich dann beim Nächsten nach. Wo doch jetzt die Schaltung "feststeht"...
Warum muss mich hier eigentlich jeder am "Achillis" kriegen?

Genießt die "Auf-Deck-Ansichten" und lasst mir für den Rest Zeit...

Gruß, Matthias

Hallo,

@WeisserRabe:

In Wirklichkeit braucht man keine 300B um eine 845 zu treiben...das machen viele High-End-Japaner mit irgendwelchen Vorstufen-Röhren...z.B. 12BH7A...etc... pp.
ABER:
Ich habe mal irgendwo irgendetwas von "Vorwärtskompensation" geschrieben...und da geht es um Kennlinien der einzelnen beteiligten Röhren...und Schwups...ist nicht die Verstärkung oder die Steilheit oder irgend ein anderer Parameter interessant, sondern, dass eine Endstufenröhre eine Endstufenröhre treibt....Und das ist dann irgendwie auch schon was Anderes...Es passt jedenfalls so, wie es jetzt ist. Auch ohne Gegenkoppelung...und es klingt "wie die Hölle" schlechthin.

Gruß, Matthias

Hallo Matthias,

spiegelbildlich aufgebaut - Hut ab! Bei Mono-Endstufen gerne auch Quell von Verwechslungen. Wie machst du das: Einen nach dem Anderen, oder beide auf dem Tisch und jeder Schritt bei beiden?

Wenn es auch riskant ist: Stell doch mal das Schaltbild ein. Da kann man dann doch wunderbar "verbesserschwadronieren".

Gruß
sb

selbstbauen (Beitrag #4375) schrieb:

Da kann man dann doch wunderbar "verbesserschwadronieren".

Wunderbar - ich steh' schon Gewehr bei Fuß! Nein, Quatsch.....ich werde ganz zurückhaltend sein......

Grüße

Herbert

Hallo,

Wie machst du das: Einen nach dem Anderen, oder beide auf dem Tisch und jeder Schritt bei beiden?

Baue erst einmal komplett auf und nehme dann den Ersten als Vorlage für den Zweiten.

Wenn es auch riskant ist: Stell doch mal das Schaltbild ein.

Angst und Geld?....Nie gehabt.

Wunderbar - ich steh' schon Gewehr bei Fuß!

Na dann...Feuer frei!

Bemerkungen:
Gezeichnet ist jetzt ohne Gegenkoppelung. Durch die Umschaltung wird C3 an das "obere Ende" von R1 geschaltet und R17 an die Kathode von U1_1 gebracht. So kann ich A/B die Gegenkoppelung zu- oder wegschalten, ohne dass sich der Pegel ändert.
RX (mit 20kOhm angegeben), dient der "Feinabstimmung" zwischen der 300B und 845 auf minimalen Klirr. Er muß für jedes Paar ausgemessen werden.

Viel Spaß, Matthias

Macht der Hammond-Ausgangsübertrager (ich hab' da jetzt nicht nachgeschaut) so mindestens ca. 3,25[kVss] über der Primärwicklung mit, ohne daß er einem um die Ohren fliegt? Rechnung: ((1.18[kV] Betriebsspannung + 10% bei oberer Netzspannungstoleranz) * 2) + 25% Sicherheitszuschlag.

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

Nö, 3,25kV macht der nicht. Hatte mir darüber auch noch gar keine Gedanken gemacht...Ist ja direkt für die 845 empfohlen. Getestet ist der wohl mit 2kV.
Und bei Vollausteuerung (A1) komme ich auf maximal 1,3kV Spitze-Spitze, wobei das Spannungsmaximum 1,8kV beträgt. Habe eben mal schnell 2V am Eingang simuliert, also schon totale Übersteuerung. Da liegen dann die Spizen bei 2,1kV...also 100V über der Prüfspannung...uuups. Da sollte dann wohl schleunigst ein Überspannungsableiter für 1,8kV her.
Habe den aber auch schon total übersteuert gemessen...ist mir nicht um die Ohren geflogen. Und in der Praxis würde ich die 16W, die er in A1 liefert sicher kaum ausnutzen...Da läuft mir dann bei meinen Lautsprechern (100dB/W/m) das Blut aus den Ohren, bevor die "Trachtengruppe" einschreitet.
Wie kommst Du auf 3,25kV? Da kommt man doch gar nicht hin. Schließlich kann allenfalls 1,03kV * 2 entstehen (Gitterspannungserzeugung 150V über Rk...)
Und sicher werden die bei Hammond (mit immerhin 100 Jahren Erfahrung im Übertragerbau!) nicht so behämmert sein, ohne Sicherheitszuschlag zu rechnen und unterdimensionierte Trafos empfehlen. Immehin gibt es für die 845/211 auch noch einen Arbeitspunkt für 1250V Anodenspannung...wäre *2 auch 2.5kV...

Gruß, Matthias

Matthias, Gittervorspannungsabschlag und dergleichen hab' ich jetzt gar nicht betrachtet - ich bin einfach mal auf 253[V] Netzspannung (= 230[V] + 10%) los - echte worst-case-Betrachtung also - ohne mir über all die anderen Kleingrößen-Parameter groß Gedanken zu machen.

Grüße

Herbert

Ja Herbert, ich weiß ja, dass Du immer um meine (und die der anderen Bastler) Sicherheit besorgt bist...
Aber leider habe ich +10% im Netz noch nie gesehen...wäre ja auch für den Erzeuger schlecht...verdient dann ja weniger. -10% und mehr, dös gibt es oft.
Aber so Gasentladungs-Überspannungs-Dingens sind ja keine schlechte Idee...kommt rein.

Gruß, Matthias

Edit:
So, habs nachgeschlagen...2kV RMS! Prüfspannung...macht 2,8kV Spitze-Spitze...da lieg ich ja mit meinen läppischen 2,1kV Spitzen gegen Masse aber noch "sowas von im grünen Bereich", nämlich die 25% Sicherheit

Servus Matthias,

mk0403069 (Beitrag #4381) schrieb:

Aber leider habe ich +10% im Netz noch nie gesehen...wäre ja auch für den Erzeuger schlecht...verdient dann ja weniger. -10% und mehr, dös gibt es oft.

Interessant. 240[V] oder a bisserl mehr gibt es hier von Zeit zu Zeit, wenn die Großgewerbenachbarn nicht am Netz ziehen. Weniger als 220[V] hab' ich hier allerdings noch nie gesehen - und das, was Du schreibst, nämlich 203[V] oder weniger, davon hab' ich in Deutschland noch nie gehört.

+10% sind doch für den Erzeuger bei ohmschen Verbrauchern prima......das steigt auch der Strom um 10% an.....und der Erzeuger verkauft dann 21% mehr Energie. Auch bei Konstantleistungsverbrauchern (Schaltnetzteile) ist die Sache für den Erzeuger gut: +10% mehr Netzspannung bedeuten 10% weniger Laststrom - und damit 10% weniger ohmsche Verluste auf den Leitungen des Netzes.

Auch wenn's in der Praxis in Deutschland faktisch nicht vorkommt: Professionelle Geräte legt man auf Betriebssicherheit bei +/-10% Netzspannungsschwankungen aus - und diese Denke übertrage ich halt auch auf Geräte mit unseren "thermionic friends".

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

Habe gerade mal das Prinzip des Ferraris-Zählers nachgelesen...Der erfasst die Wirkleistung...also ist die Spannung "wumpe". Hiermit korrigiere ich obige Aussage (wegen des Verdienens...)
-10% jaja...Übertreibung veranschaulicht. Aber 210V habe ich schön des Öfteren beobachtet
Noch interessanter ist es bei meinen Großeltern...Einzelgrundstück, 1,5km bis zur nächsten Ortschaft...mit einer 2-adrigen Freileitung....ja, richtig, zwei Drähte auf Keramik-Isolatoren :KR...immernoch. Da gibts die 230V nur nachts, wenn kein Verbraucher...aber das ist wohl eher die Ausnahme.

Zurück zum Thema...25% Reserve "nach oben", da ficht mich 10% Überspannung wohl noch nicht wirklich

Gruß, Matthias

Lieber Matthias,

ich bin dir ja sowas von dankbar für diese Endstufen! Ich war doch im Zweifel, ob ich mit meinen 6c33c richtig gelegen habe - auf dem Weg zu dem ultimativen Verstärker. Jetzt weiß ich, dass ich es richtig gemacht habe.

Etwa die gleiche Leistungsausbeute, so um die 15 Watt je Stufe. Trioden in SE. Ein moderater Aufwand bei dem Netzteil (300V statt 1200V), nur zwei handelsübliche Trafos, billige Drossel, günstige Röhren, überschaubares Schaltungsdesign, usw.

Jetzt fehlt nur noch der Klangvergleich - in der Tat gehe ich davon aus, dass die Messwerte gar nichts aussagen. Kann ich dich dazu überreden, als nächstes Projekt einen mit der Russenlady zu versuchen?

Gruß
sb

Einen Verstärker mit der 6C33C-B hat hier im Forum vor Jahren schon mal jemand gebaut - die User hießen meiner Erinnerung nach "Justfun" und "Schoschi".

Grüße

Herbert

Ich ja auch - mir geht es um den Klangvergleich mit der 845. Und da ich die nicht nachbauen will/kann, weil ich davon 4 bräuchte, wegen Aktivlautsprechern, suche ich jemanden, der diese Last auf sich nimmt.

Gruß
sb

Nabend,

die User hießen meiner Erinnerung nach "Justfun" und "Schoschi"

Stimmt, aber der Amp von "Justfun" war ein PP, der von "Schoschi" war ein SE.

Grüße,

Michael

So nebenbei, klingt PP generell anders als SE?

Hallo,
naja, könnte mir vorstellen, dass ein SE mehr klirrt, ist aber nur so eine Vermutung.

Grüße, Thomas

Hallo,

So nebenbei, klingt PP generell anders als SE?

Das ist eine Frage, die man nicht generell beantworten kann...
Erstmal soll ja ein Verstärker gar nicht klingen
Nun tun die Einen oder Anderen Vertreter der Gattung der Röhrenverstärker doch so...Und wenn dem so ist, dann hört man auch einen Unterschied.

PP-Verstärker...und da besonders die Vertreter der Class B oder A/B neigen, so sie Klirr produzieren, dazu, höheren K3 und weitere Ungerade Konsorten zu erzeugen. Hinzu kommen noch Übernahmeverzerrungen (besonders bei Class B). Dem wird dann mit einer straffen Gegenkoppelung begegnet, die aber eben auch nicht alles perfektioniert. Abgesenkt wird dadurch zwar die Quantität der Verzerrungen, jedoch die Qualität (so man bei einem ungewollt hinzugefügten Signal davon sprechen kann ) derselben wird noch mehr verschlechtert (Intermodulationsprodukte etc.). Nun wird seit Jahrzehnten so verfahren, immer in der Hoffnung, die ungewollten Störanteile möglichst weit unter die Wahrnehmbarkeitsschwelle zu bringen. Mit Erfolg, schließlich sind gefühlte 90% der Röhrenverstärker PP mit marketinggerechten hohen Leistungs- niedrigen THD+N-Angaben.

Es gibt aber auch PP-Verstärker, die näher an SE-Trioden liegen...siehe "Einstein", ein paar Posts früher, der ist so einer, weil er eigentlich fast nur im Class A Betrieb läuft und "hinten" auch noch Trioden hat.
Was ist bei SE nun anders?

naja, könnte mir vorstellen, dass ein SE mehr klirrt, ist aber nur so eine Vermutung.

Meistens stimmt diese Vermutung, weil der erzeugte Klirr billigend in Kauf genommen wird und sogar als recht musikalisch gilt. Aber man kann auch eine SE derartig gegenkoppeln, dass der hören, sehen und klirren vergeht.
Nur tut niemand sowas, denn SE erzeugen, wenn nicht kompensiert oder gegengekoppelt, weitestgehend K2, der eben als recht angenehm und "röhrig warm" empfunden wird. Ist Geschmackssache, wieviel man davon mag oder nicht und widerspricht eigentlich der wahren Lehre der unverzerrten Wiedergabe.

Meine Meinung dazu...
Wer der wahren Lehre möglichst unverzerrter Wiedergabe frönen will, möge sich einen teuren Transistor oder noch besser ein Class D Verstärker besorgen und ein paar (nur geheizte) Röhren aufs Deck stellen, um das Glimbimsel zu genießen.
Für mich gehören die kleinen Fehler wie ein wenig (bitte dazu meine Messungen beachten, es sollte schon weit unter 1% bleiben!) Klirr einfach dazu, denn sie schmälern den Musik-Genuss in keinster Weise. Im Gegenteil.

Gruß, Matthias

Ich antworte hier auf Beitrag 4396 und das erst jetzt, weil die Ausarbeitung einige Zeit in Anspruch genommen hat.
http://www.hifi-foru...read=83&postID=54#54
Ab hier habe ich zwei Nachträge zu meiner Röhrentechnik eingestellt. Im ersten Nachtrag geht es um die Berechnungen bei Pentoden und speziell bei Cascode-Schaltungen. Damit erklärt sich auch die Problematik, die bei dem RIAA-Vorverstärker entstanden ist.
Und im zweiten Nachtrag bin ich auf eine Schnapsidee eingegangen, nämlich die Kombination von PPP und UL.

Hallo,

Wie kann ich dieser Netten Aufforderung widerstehen?

Lieber Matthias, ich bin dir ja sowas von dankbar für diese Endstufen! Ich war doch im Zweifel, ob ich mit meinen 6c33c richtig gelegen habe - auf dem Weg zu dem ultimativen Verstärker. Jetzt weiß ich, dass ich es richtig gemacht habe. Etwa die gleiche Leistungsausbeute, so um die 15 Watt je Stufe. Trioden in SE. Ein moderater Aufwand bei dem Netzteil (300V statt 1200V), nur zwei handelsübliche Trafos, billige Drossel, günstige Röhren, überschaubares Schaltungsdesign, usw. Jetzt fehlt nur noch der Klangvergleich - in der Tat gehe ich davon aus, dass die Messwerte gar nichts aussagen. Kann ich dich dazu überreden, als nächstes Projekt einen mit der Russenlady zu versuchen? Gruß sb

Siehe meine Kommentare (weil da gehört es hin...) hier

Gruß, Matthias

Hallo,

Für die Fans wirklich dicker SE-Trioden hier mal ein Thread aus einem Nachbar-Forum.

833 SE

Der Magz hat jetzt endlich auch seine 833'er Monoblöcke zusammen. Beobachte den Thread von Anfang an, da wir zufällig die gleiche Idee hatten, nur hat der etwas übertrieben 2,4kV/160mA/200W...dagegen wirkt meine Ausführung mit 1kV/200mA/50W geradezu "popelig"

Gruß, Matthias

Wäre super, wenn einer der Experten sich mein Thema hier nochmal angucken könnte.

Von mir gibts demnächst auch wieder ein kleines Update

Gruß,

Georg

Hallo,

Er ist fertig, der Phono-Pre nach den Anregungen von Richi (siehe weiter oben).
Hier zunächst erstmal die modifizierte Schaltung nebst Frequenzgangs-Simulation (inverse-RIAA Generator "vorn" beachten!):

Und hier das Ergebnis:

Das sieht doch der RIAA-Playback-Linie schon sehr, sehr ähnlich! (Der Bass-Abfall ersparrt den Rumpel-Filter )
Der Klirr beträgt knappe 0,2% bei 20 Hz ( Da läuft das Ding ja auch ohne jegliche Gegenkoppelung ) und sinkt auf 0,02% bei 1kHz... Das Ganze bei Vollaussteuerung...

Brumm liegt bei -55dB trotz schlampiger Verdarhtung:


Naja, war ja eigentlich nur eine Machbarkeitsstudie...wird aber trotzdem bestimmt nicht wieder zerlegt.
Rauschen kennt dieser Pre gar nicht. Das war ja auch der Ansatz und der Grund für den Aufbau der Richi-Schaltung mit Kaskode+RIAA-Entzerrung in der Gegenkoppelung.
Gut, das Ding frisst Strom, fast 40W im Leerlauf, und das Netzteil ist entsprechend aufwändig, CLCRC mit 500µF/20H/1500µF und jeweils 2,2kOhm/100µF für jede Vor- und Treiber-Stufe (also 4 mal!) und so richtig "Ruhe" ist bei ganz hohen Pegeln immer noch nicht. (Pegel, bei denen die Knisterer der "Einlaufrille" an meinen Lautsprechern einem Erdbeben nahekommen!), aber bei normalen Pegeln wird man mit der absoluten Stille einer CD-Quelle belohnt.

Insgesamt klingt der Pre genau so gut (oder schlecht? Wenn ich "schwurbeln" würde, natürlich weit besser ) wie der Phono-Pre von Pro-Ject, den ich bis jetzt hatte. Aber der ist nicht mit Röhren und auch nicht selbst gebaut.
Hier noch ein paar Impessionen, auch wenn der Pre (als Machbarkeitsstudie) nicht so toll ausschaut...Aber ich mach den bestimmt noch mal in "Schön"...momentan war mir eine perfekte Schirmung wichtiger, als schönes Holz...



Gruß, Matthias

Hallo,



Hier mein 6V6 Gegentaktverstärker, der eine überarbeitete Vorstufe und ein neues Gehäuse bekommen hat. Schaltbild kommt nach, da ich mobil im Forum bin
Vorstufe und Kathodyn mit ECC83, Gleichspannungsgekoppelt, Ub 300V.
Vorstufe - Ra 270k, Rk 910R + 100R - macht bei 100V Anodenspannung 0,75mA Anodenstrom.
Kathodyn - Ra = Rk 91k, macht 1,1mA.
Klirr simuliert 0,14% bei einem Frequenzgang von 10Hz - 100kHz -1,5dB.
Klirr und Frequenzgang nur Vor- und Kathodynstufe.


Grüße, Thomas

Man Leute,

nun bin ich schon ein paar Tage hier am mitlesen und mir läuft immer wieder das Wasser aus den Mundwinkeln. Ich staune immer welch schöne und interessante Glühkistlein hier gebaut werden.

Ich persönlich bekomme es nicht mehr in meinen alten Schädel mich an einen einfachen kleinen Röhrenverstärker zu probieren. Also muss ich mich weiterhin mit dem was der (China )-Markt so hergibt begnügen. Macht mich irgendwie wütend

Dazu kommt, das wenn ich mal ein etwas besseres Gerät habe, dieses bei weitem nicht so gut aufspielt wie die Eigenprodukte die ich schon hören durfte. Naja ist hald auch ne Geld und "Können" Angelegenheit.

Und dennoch allen die sich daran messen.

Hallo,

hier noch das Schaltbild. Habe leider keine Klirrfaktormessbrücke und auch keinen Spektrumanalysator, deshalb gibts die Klirr- und Frequenzwerte nur simuliert



Schönen Sonntagabend,

Thomas

Servus Thomas,

die 0,1%-igen Widerstände in Deinem Schaltbild halte ich - in Anbetracht der weiter unten ausführlicher beschriebenen Verzerrungsbetrachtungen etc. - für diesen Zweck für etwas......hmmm......nennen wir es "überambitioniert". Und: Wirkleistung (und das ist die Leistung, die den Lautsprecher eben "wirken" läßt) wird immer effektiv einfach in Watt [W] angegeben, eben weil sie genau mit dieser Gleichspannungs- / Gleichstromäquivalenzleistung "wirkt" (anders als die entsprechenden Angaben bei Spannungen und Strömen, bei denen die Angaben "[V(eff)]", "[V(s)]" und "[V(ss)]" sowie "[A(eff)]", "[A(s)]" und "[A(ss)]" total gebräuchlich sind) - d.h. die Angaben [W(eff)] oder [W(ss)] oder so gibt es in der Elektrotechnik nicht. Aber das nur anbei - spielen wir mal a bisserl mit den Zahlen und Angaben aus Deinem Schaltbild:

• Für die von Dir im Schaltbild genannten 10[W] Ausgangsleistung auf der Sekundärseite des Ausgangsübertragers müssen (wegen der Verluste des Ausgangsübertragers) auf der Primärseite des Ausgangsübertragers bei einem (mangels entsprechender Datenblattangabe seriös) abgeschätzten Wirkungsgrad des Ausgangsübertragers von 80% an seinem R(aa) ca. 12,5[W] anstehen. Das sind an 8[kOhm] R(aa) ca. 316[V(eff)] U(aa).
  
• Im GE-Datenblatt der 6V6GT vom März 1955 steht für AB1-Gegentaktbetrieb (U(a): 285[V], R(aa): 8[kOhm]) eine Ausgangsleistung von 14[W] geschrieben. Das wären am R(aa) des Ausgangsübertragers dann ca. 335[V(eff)] U(aa).
  
• 335[V(eff)] / 316[V(eff)] = ca. 1,060 - das ist der Korrekturfaktor, um den die Vollaussteuerungs-Steuergitterspannungs-Datenblattangabe der 6V6GT korrigiert werden muß, damit ein Vollaussteuerungs-Steuergitter-Spannungswert für Deine 10[W] Ausgangsleistung auf der Sekundärseite des Ausgangsübertragers herauskommt.
  
• Im o.a. Datenblatt wird in der gleichen Rubrik wie vorher eine Vollaussteuerungs-Steuergitterspannung U(g1g1) für die 6V6GT von 38[V(ss)] angegeben. Das entspricht einer U(g1g1) von ca. 13,44[V(eff)]. Dies korrigiert um den oben ermittelten Faktor von ca. 1,060 ergibt für 10[W] Ausgangsleistung auf der Sekundärseite des Ausgangsübertragers eine erforderliche Endstufen-Steuergitterspannung von ca. 12,68[V(eff)].
  
• Diese ca. 12,68[V(eff)] muß nun die Concertina- / Kathodyn-Phasenumkehr-Schaltung um V1B sowohl an ihrer Anode wie auch an ihrer Kathode abgeben, um 10[W] Ausgangsleistung auf der Sekundärseite des Ausgangsübertragers zu erhalten.
  
• Da die Spannungsverstärkung der Kathodyn- / Concertina-Phasenumkehrstufe ~ 1 (= ca. 0[dB]) ist, muß diese Spannung von ca. 12,68[V(eff)] auch am Gitter von V1B und damit an der Anode von V1A zur Verfügung stehen - das entspricht +24,28[dBu].
  
• Wenn an der 8[Ohm] Wicklung (ich geh' zumindest davon aus, daß die an "X4-1" herausgeführte Wicklung die 8[Ohm] Wicklung ist, weil es heutzutage ja kaum noch 16[Ohm] Lautsprecher gibt - im Schaltbild ist das aber nicht eindeutig und mit den Drahtfarben des Ausgangsübertragers Hammond 1608A vermerkt) 10[W] Ausgangsleistung abgegriffen werden können, dann stehen an dieser Wicklung bei 8[Ohm] Last ca. 8,94[V(eff)] an Ausgangsspannung an - das entspricht ca. +21,24[dBu].
  
• Damit macht die Endstufe - bezogen auf die Strecke vom Gitter der V1B bis zur 8[Ohm] Lautsprecherwicklung des Ausgangsübertragers (welche ja den Gegenkopplungspfad speist) - eine Spannungs"ver"stärkung von ca. -3,04[dB] (+21,24[dBu] - 24,28[dBu]).
  
• Die V1A macht mit der im Schaltbild aufgeführten Beschaltung / diesem Arbeitspunkt (I(a) = 750[µA], U(a) @ I(a) = ca. +97[V], Anodenwiderstand = 270[kOhm]), +U(b) = +300[V]) ausweislich des Kennlinienfeldes im Telefunken-Datenblatt der ECC803S vom 05. Januar 1964, in welches die zu diesem Arbeitspunkt gehörende Widerstandsgerade eingezeichnet wurde, im Gitterspannungsbereich von -0,5[V] bis -1,0[V] (-U(g) @ Arbeitspunkt = ca. -760[mV]) tatsächlich eine (erstaunlich hohe und recht nahe am theoretischen "µ" von 100 liegende) Spannungsverstärkung von ca. 80 (= ca. 38,1[dB]).
  
• Aaaallerdings:
  
• Die Verzerrungen in diesem Arbeitspunkt (die ich mir jetzt aus Zeitmangel - und auch, weil die Probleme der Schaltung woanders liegen, sieht weiter unten - nicht genauer angeschaut habe) dürften - visuell aus Erfahrung beurteilt anhand der Kennlinienkrümmungen - nicht mehr vernachlässigbar sein --> das muß dann eine Gegenkopplung mit entsprechendem Gegenkopplungsgrad "ausbügeln" (wenn sie es denn kann).
  
• Mit einem Vollaussteuerungspegel von 0[dBV] (wie im Schaltbild genannt) - also 1[V(eff)] bzw. ca. 2,83[V(ss)] - ist in diesem Arbeitspunkt absolut Feierabend.....ganz einfach deswegen, weil man da (bei ca. -760[mV] U(g)) massiv in den Gitterstrombereich von V1A gerät, was dann wirklich häßliche Verzerrungen nach sich zieht, die keiner hören will (sofern die Treiberstufe nicht näherungsweise 0[Ohm] Innenwiderstand bei erheblichem Stromliefervermögen hat - aber selbst dann wäre noch der Gitterstopperwiderstand R3 ein wahrnehmbarer Verzerrungserzeuger).
  
• Geht man von der Daumenregel für leistungslose (und damit verzerrungsarme) Ansteuerung im DC- bis Audiobereich von Elektronenröhren aus, die besagt, daß man Kleinleistungsröhren auf gar keinen Fall positiver als bis ca. -0,5[V] am (Steuer)gitter und Leistungsröhren auf gar keinen Fall positiver als bis ca. -1,0[V] am (Steuer)gitter (beides bezogen auf die Kathode der jeweiligen Röhre) aussteuern soll, dann heißt das für den hier betrachteten Fall: Der Arbeitspunkt am Gitter von V1A liegt bei ca. -760[mV]. Bis auf -0.5[V] dürfen wir in den positiven Bereich aussteuern - also: -760[mV] - (-500[mV]) = ca. -260[mV] - das ist der maximal zulässige Spitzenhub einer Halbwelle. 260[mV] * 2 = ca. 520[mV(ss]) maximal zulässiger Eingangs-Vollaussteuerungspegel am Gitter von V1A für verzerrungsarme Aussteuerung = ca. 184[mV(eff)] bzw. ca. -12,49[dBu] bzw. (da diese Einheit ja im Schaltbild verwendet wurde) ca. -14,70[dBV].
  
• Mit diesen oben ermittelten Daten kommen wir jetzt zu folgenden (hoffentlich halbwegs verzerrrungsarmen) Vollaussteuerungsbedingungen: Vollaussteuerungs-Eingangspegel -12,49[dBu] + 38,1[dB] (erstaunliche Leerlaufverstärkung V1A) + (-3,04[dB]) (Leerlaufverstärkung Endstufe) + (-14,7[dB]) (Gegenkopplung laut Schaltbild) = ca. +7,87[dBu] = ca. 1,917[V(eff)] = ca. 460[mW] an der 8[Ohm] Ausgangswicklung (an der 4[Ohm]-Wicklung sähe es noch trostloser aus) des Ausgangsübertragers. Das ist also der Maximalpegel, der auf der Sekundärseite des Ausgangsübertragers mit dem (laut Schaltbild) geplanten Gegenkopplungsgrad von 14,7[dB] unter den oben aufgeführten Bedingungen halbwegs verzerrungsarm zu erzielen ist --> weniger als 5% der geplanten Vollaussteuerungsleistung von 10[W]!
  

Mein Fazit: Ohne die Verzerrungen jetzt rechnerisch genauer zu erfassen (das wäre im jetzigen Stadium - weil aufwendiger - suboptimal verwendete Zeit), bietet dieser Entwurf wegen der mangelnden Aussteuerbarkeit von V1A in Verbindung mit der für den geplanten Gegenkopplungsfaktor zu geringen Leerlaufverstärkung noch durchaus Optimierungspotential. Da ist einfach deutlich zu wenig Leerlaufverstärkung vorhanden - entweder für V1A eine Pentode einsetzen (z.B. EF86) oder zwei Trioden in entsprechender, hochverstärkender Schaltungsanordnung (hintereinander oder Kaskode; SRPP bringt's da eher nicht). Und, ja, die grundsätzliche Abschätzung dieser Sachen geht ganz wunderbar auch ohne Simulationsprogramm nur mit dem Taschenrechner (ich hab' nix anderes gemacht). Und, nein: Eine ECC83 (oder ECC803S oder 12AX7 oder wie diese hochohmigen "high-µ"-Trioden-Biester sonst so heißen mögen) zwecks möglichst hoher Spannungsverstärkung in einem Arbeitspunkt um die 100[V] Anodenspannung bei gleichzeitig hoher U(b) (also 300[V] oder mehr) und recht niedrigem Anodenstrom zu betreiben ist vielleicht keine ganz so gute Idee - der niedrigen Verzerrungen (aber auch der halbwegs ansprechenden Hochtonwiedergabe) wegen (die in diesem Fall erhöhte Rauscherei - also ein optimierter Fremd- bzw. Geräuschspannungsabstand - usw. spielt ja bei Line-Pegeln gottseidank noch nicht direkt die erste Geige).

Grüße

Herbert

Hallo pragmatiker,
Bin mobil unterwegs, deshalb nur eine essentielle Frage. Den Rest versuch ich heute Abend zu beantworten. Ohne ÜAGK wird die Vollaussteuerung bei 240mVs erreicht, die Gittervorspannung beträgt etwa -0,75V. Die ÜAGK "drückt" doch die ankommenden 1Veff auf diese 240mVs herunter, so dass die Röhre nur diese 240mVs "sieht", oder?
als ich über den Winter umgeplant hatte, hatte ich schon an Deine Worte gedacht, dass man nicht über -0,5V am Steuergitter kommen sollte.
Die 14,*dB hatte die vorherige Version, habe den Wert einfach mal als Leitwert genommen.

Schönen Montag,
Thomas

Servus Thomas,

GüntherGünther (Beitrag #4401) schrieb:

Ohne ÜAGK wird die Vollaussteuerung bei 240mVs erreicht, die Gittervorspannung beträgt etwa -0,75V. Die ÜAGK "drückt" doch die ankommenden 1Veff auf diese 240mVs herunter, so dass die Röhre nur diese 240mVs "sieht", oder? als ich über den Winter umgeplant hatte, hatte ich schon an Deine Worte gedacht, dass man nicht über -0,5V am Steuergitter kommen sollte. Die 14,*dB hatte die vorherige Version, habe den Wert einfach mal als Leitwert genommen.

Dein Einwand ist durchaus berechtigt (es war schon spät gestern). Natürlich haben wir durch die Gegenkopplung ein Kathodenpotential, was sich phaseninvers zum Gitter bewegt und dadurch die absolut wirksame Gitter-Kathodenspannungsdifferenz reduziert. Bei 14,7[dB] Gegenkopplung in die Kathode und Deiner Angabe von 0[dBV] Eingangsspannung für Vollaussteuerung (= ca. 2,83[V(ss)]) wird also daraus ein wirksamer Gitter-Kathodenspannungshub von ca. 521[mV(ss)] --> die positive Halbwelle wäre dann ca. 260[mV(s)]. -760[mV] Gittervorspannung + 260[mV] positive Aussteuerspitze = genau -0.5[V] positivstes Gitterspannungspotential von V1A......na so ein Zufall aber auch.

Ja, dieser Punkt isoliert betrachtet sollte hinhauen.

Grüße und viel Spaß beim Bauen

Herbert

Hallo Pragmatiker,
ist gar kein Problem, ich bin Dir trotzdem dankbar, dass Du dich so gut mit Meiner Schaltung auseinander gesetzt hast! Der Verstärker ist eine absolute Baustelle und alles andere als HiFi. Die erste Version stand vor einem Jahr, da war ich gerade mal 16. Habe ihn nach meinem jeweils zum Zeitpunkt der Verbesserung bestem Wissen aller paar Monate weiter entwickelt. Jetzt sollte die letzte Version endlich stehen, weil hier auch noch 2 Platinen für einen ECC99 Gegentaktverstärker und die Pläne für einen KT77 Gegentaktverstärker hier liegen

Grüße, Thomas