Audiophiler Class-D Verstärker

Die Schaltung ist kein großes Geheimnis:

http://img133.echo.cx/img133/1533/x2sodfa24asc1gz.jpg

Für die Messung bei 100W habe ich lediglich stärkere MOSFETs eingesetzt und die Betriebsspannung auf +-48V erhöht. Die hier verwendete Schaltstufe hatte ich zur allgemeinen Begutachtung schon einige Seiten vorher gezeigt. Ist wohl überlesen worden.

Die Schrittweite einfach so einzustellen, bis die Werte irgendwie passen, kanns ja wohl nicht sein. Ich bin bisher so vorgegangen, dass ich die Schrittweite so klein wie möglich gewählt habe, unter der Voraussetzung, dass die Simulationsgeschwindigkeit dabei nicht unter 1us/s abfiel. Bei einem direkten Vergleich zweier Schaltungen habe ich unabhängig davon immer die gleiche Schrittweite benutzt.

Das heißt natürlich nicht, dass man dieses Phänomen nicht genauer untersuchen sollte. Als Simulations-Anfänger lerne ich gern dazu.

Bei 16ns/15ns "kippt" das Ergebnis zwischen 0.08% und 0.00000000159% ...
Irgendwas machen wir falsch, ich weiss es nicht.
Vielleicht müsste man ab einer definierten Zeit (gerad- oder ungeradzahlig zur maximalen Oberwellenanzahl - hatte ich mal gelesen) ralativ zur Gesamtauswertung analysieren oder Filter verwenden.

Fakt ist: mit einer Einstellung, die den Leistungs-Schwingschaltungen einen Rauschboden von überirdischen |25|+|110|= -135dB (und das ohne A-Bewertung!) und 0.002% HD bescheinigen, simuliere ich nicht weiter, das ist pure bis idiotenhafte Augenwischerei.
(0.002% entsprechen, immer daran denken, bei 20Veff dem Pegel einer Oberwelle von 400µV ...!)

Hast du vielleicht einen besseren Vorschlag, als anzupassen?

Ich habe eine Einstellung gefunden, die mir für Vergleiche, jedoch nicht für den absoluten Wert geeignet erscheint. Wenn wir uns darauf einigen wollen, lasse es mich wissen.

PS: stelle deine asc. Datei doch bitte zur Verfügung, das erspart Arbeit und Zeit

@Spotnick

Bevor Du deine gefundene Einstellung nicht benennst, kann ich ja nicht wissen, ob wir uns darauf einigen können. Grundsätzlich spricht nichts dagegen.

Hi,
FFT ist zu fenstern, wie, weiß ich auch nicht, jedenfalls gibt es einige in LTSpice. Ich vermute vorsichtig, Blackman ist hier angebracht. Meine Versuche mit G=+10, G=+1000:
http://poolux.psycho...n/OPA_LT115_G+10.gif
http://poolux.psycho...OPA_LT115_G+1000.gif
Man erkennt das Auftauchen der 3. Harmonischen bei größeren Verstärkungen. Die 2. Harmonische liegt beide Male bei -(+17dB -(-109dB))=-126dB=5E-5%. Scheint mir gegenüber Datenblatt auch zuwenig. Die Schwelle 15/16ns kann ich nicht nachvollziehen, stattdessen gibt es eine kontinuierliche Auflösungsverbesserung zu kleineren Schrittweiten hin. Unterhalb ca. 20ns kann man bei Vorliegen genügend vieler Simupunkte (Anzahl der Perioden) was aus der FFT lesen. Eine Simu mit 1ns max. Schrittweite läuft noch.
Gruß, Timo

edit:
Ahja, das untere Bild ist jeweils Blackman-gefenstert.

Tiki, könnten wir vielleicht mal das Gleiche machen?
A=-10, (praxisgerechte) 1k+10k, wie im Datenblatt und bereits "herangetastet" ...
Wäre sehr verbunden!

PS: das Kippen zwischen 15 und 16ns ist einfach da, ich habe es bereits zum 3. mal getestet. Wir sollten mal sämtliche Einstellungen durchgehen, irgenwo muss doch der Haken stecken

Hallo Timo,

Gibt es irgendwo verläßliche Literatur, in der die Definition/Bedeutung/Anwendung der verschiedenen "Fenster" verständlich erklärt wird?

@Spotnick

Nur die Ruhe. Solange wir alle es falsch machen, können wir es auch verschieden falsch machen.

Wenn wir es alle voll durchschaut haben, können wir es dann alle gleich richtig machen.

Oh ja, ich hoffe doch, dass wir es bald "richtig" machen, und wie ich das hoffe!

Nebenbei bemerkt:

Ich habe erstmals den LT1806 in der Simulation verwendet. Laut Datenblatt ist der shutdown-Anschluß intern über 40k mit +Ub verbunden und für den Normalbetrieb freizulassen.
Die Simulation weigert sich aber, wenn der Anschluß freigelassen wird! Erst nachdem ich die real interne Verbindung extern nachgebildet hatte, lief die Simulation normal.

Stelle doch mal ganz nebenbei die .asc-datei ein, Danke.

Version 4
SHEET 1 3112 2032
WIRE 944 320 944 192
WIRE 944 464 944 400
WIRE 944 592 944 464
WIRE 944 608 944 592
WIRE 944 768 944 688
WIRE 944 784 944 768
WIRE 944 896 944 864
WIRE 1008 736 1008 656
WIRE 1024 592 944 592
WIRE 1024 656 1008 656
WIRE 1056 544 1056 528
WIRE 1056 720 1056 704
WIRE 1104 736 1104 704
WIRE 1120 736 1104 736
WIRE 1184 464 944 464
WIRE 1184 480 1184 464
WIRE 1184 624 1168 624
WIRE 1184 624 1184 544
WIRE 1200 624 1184 624
WIRE 1216 736 1200 736
WIRE 1296 192 944 192
WIRE 1296 320 1296 192
WIRE 1296 624 1280 624
WIRE 1296 624 1296 400
WIRE 1312 768 1312 752
WIRE 1312 880 1312 848
WIRE 1312 912 1312 880
WIRE 1312 1008 1312 992
WIRE 1360 592 1328 592
WIRE 1360 624 1296 624
WIRE 1376 672 1376 656
WIRE 1392 560 1392 544
WIRE 1392 672 1392 656
WIRE 1408 672 1392 672
WIRE 1408 672 1408 656
WIRE 1408 688 1408 672
WIRE 1408 880 1312 880
WIRE 1408 896 1408 880
WIRE 1440 768 1440 752
WIRE 1440 880 1408 880
WIRE 1440 880 1440 848
WIRE 1440 912 1440 880
WIRE 1440 1008 1440 992
WIRE 1520 480 1520 400
WIRE 1520 592 1440 592
WIRE 1520 592 1520 480
WIRE 1520 624 1440 624
WIRE 1520 768 1520 624
WIRE 1520 848 1520 768
WIRE 1536 480 1520 480
WIRE 1536 848 1520 848
WIRE 1552 400 1520 400
WIRE 1552 768 1520 768
WIRE 1648 400 1616 400
WIRE 1648 480 1616 480
WIRE 1648 480 1648 400
WIRE 1648 496 1648 480
WIRE 1648 592 1648 560
WIRE 1648 768 1616 768
WIRE 1648 848 1616 848
WIRE 1648 848 1648 768
WIRE 1648 864 1648 848
WIRE 1648 960 1648 928
WIRE 1712 608 1712 448
WIRE 1712 816 1712 608
WIRE 1728 448 1712 448
WIRE 1728 480 1648 480
WIRE 1728 816 1712 816
WIRE 1728 848 1648 848
WIRE 1760 432 1760 416
WIRE 1760 528 1760 496
WIRE 1760 800 1760 784
WIRE 1760 896 1760 864
WIRE 1872 464 1792 464
WIRE 1872 544 1872 512
WIRE 1872 608 1712 608
WIRE 1872 640 1872 608
WIRE 1872 752 1872 720
WIRE 1872 832 1792 832
WIRE 1872 912 1872 880
WIRE 1920 448 1920 416
WIRE 1920 608 1920 528
WIRE 1920 816 1920 800
WIRE 1920 928 1920 896
WIRE 1968 416 1920 416
WIRE 1968 416 1968 336
WIRE 1968 800 1920 800
WIRE 1968 800 1968 720
WIRE 2000 416 1968 416
WIRE 2000 800 1968 800
WIRE 2016 336 1968 336
WIRE 2016 720 1968 720
WIRE 2112 336 2080 336
WIRE 2112 416 2080 416
WIRE 2112 416 2112 336
WIRE 2112 720 2080 720
WIRE 2112 800 2080 800
WIRE 2112 800 2112 720
WIRE 2144 416 2112 416
WIRE 2144 800 2112 800
WIRE 2192 240 2192 224
WIRE 2192 336 2192 320
WIRE 2192 608 1920 608
WIRE 2192 608 2192 432
WIRE 2192 624 2192 608
WIRE 2192 720 2192 704
WIRE 2192 928 1920 928
WIRE 2192 928 2192 816
WIRE 2320 224 2192 224
WIRE 2320 256 2320 224
WIRE 2320 608 2192 608
WIRE 2320 608 2320 320
WIRE 2320 688 2320 608
WIRE 2320 928 2192 928
WIRE 2320 928 2320 752
WIRE 2368 608 2320 608
WIRE 2384 224 2320 224
WIRE 2384 928 2320 928
WIRE 2448 192 1296 192
WIRE 2448 608 2368 608
WIRE 2448 608 2448 192
WIRE 2464 608 2448 608
WIRE 2576 608 2544 608
WIRE 2576 640 2576 608
WIRE 2576 752 2576 704
WIRE 2608 608 2576 608
WIRE 2720 608 2688 608
WIRE 2720 640 2720 608
WIRE 2720 752 2720 704
WIRE 2752 608 2720 608
WIRE 2800 608 2752 608
WIRE 2800 640 2800 608
WIRE 2800 752 2800 720
FLAG 1872 544 GND
FLAG 1872 912 GND
FLAG 2384 928 -Ub
FLAG 2384 224 +Ub
FLAG 1760 528 0
FLAG 1760 896 0
FLAG 1760 784 +5V
FLAG 1760 416 +5V
FLAG 1872 752 0
FLAG 1648 592 0
FLAG 1648 960 0
FLAG 1408 688 0
FLAG 1392 544 +5V
FLAG 1376 672 -5V
FLAG 1408 896 0
FLAG 1312 752 +5V
FLAG 1440 752 +Ub
FLAG 1440 1008 -Ub
FLAG 1312 1008 -5V
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FLAG 2720 752 0
FLAG 1008 736 0
FLAG 1056 528 +5V
FLAG 1056 720 -5V
FLAG 944 768 Ue
FLAG 2368 608 Ur
FLAG 2752 608 Ua
FLAG 1216 736 +5V
FLAG 2576 752 0
SYMBOL schottky 2336 752 R180
WINDOW 0 -19 63 Left 0
WINDOW 3 -94 -6 Left 0
SYMATTR InstName D1
SYMATTR Value MURS320
SYMBOL res 2176 224 R0
SYMATTR InstName R6
SYMATTR Value 0.001
SYMBOL res 2176 608 R0
SYMATTR InstName R10
SYMATTR Value 0.001
SYMBOL schottky 2336 320 R180
WINDOW 0 -20 66 Left 0
WINDOW 3 -94 -4 Left 0
SYMATTR InstName D2
SYMATTR Value MURS320
SYMBOL nmos 2144 720 R0
SYMATTR InstName M1
SYMATTR Value Si4486EY
SYMBOL res 2096 400 R90
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SYMATTR InstName R5
SYMATTR Value 10
SYMBOL res 2096 784 R90
WINDOW 0 0 56 VBottom 0
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SYMATTR InstName R7
SYMATTR Value 10
SYMBOL schottky 2080 320 R90
WINDOW 0 0 32 VBottom 0
WINDOW 3 32 32 VTop 0
SYMATTR InstName D3
SYMATTR Value MBRS140
SYMATTR Description Diode
SYMATTR Type diode
SYMBOL schottky 2080 704 R90
WINDOW 0 0 32 VBottom 0
WINDOW 3 32 32 VTop 0
SYMATTR InstName D4
SYMATTR Value MBRS140
SYMATTR Description Diode
SYMATTR Type diode
SYMBOL e 1920 432 R0
SYMATTR InstName E2
SYMATTR Value 2
SYMBOL e 1920 800 R0
SYMATTR InstName E3
SYMATTR Value 2
SYMBOL nmos 2144 336 R0
SYMATTR InstName M2
SYMATTR Value Si4486EY
SYMBOL Comparators\\LT1720 1760 400 R0
SYMATTR InstName U1
SYMBOL Comparators\\LT1720 1760 768 R0
SYMATTR InstName U2
SYMBOL voltage 1872 624 R0
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WINDOW 39 0 0 Left 0
SYMATTR InstName V1
SYMATTR Value 2
SYMBOL cap 1632 496 R0
SYMATTR InstName C1
SYMATTR Value 33p
SYMBOL cap 1632 864 R0
SYMATTR InstName C2
SYMATTR Value 33p
SYMBOL res 1632 464 R90
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WINDOW 3 32 56 VTop 0
SYMATTR InstName R1
SYMATTR Value 470
SYMBOL res 1632 832 R90
WINDOW 0 0 56 VBottom 0
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SYMATTR InstName R2
SYMATTR Value 470
SYMBOL schottky 1616 384 R90
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WINDOW 3 32 32 VTop 0
SYMATTR InstName D5
SYMATTR Value BAT54
SYMATTR Description Diode
SYMATTR Type diode
SYMBOL schottky 1616 752 R90
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WINDOW 3 32 32 VTop 0
SYMATTR InstName D6
SYMATTR Value BAT54
SYMATTR Description Diode
SYMATTR Type diode
SYMBOL Comparators\\LT1016 1392 544 R0
SYMATTR InstName U3
SYMBOL voltage 1440 752 R0
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WINDOW 39 0 0 Left 0
SYMATTR InstName V2
SYMATTR Value 48
SYMBOL voltage 1440 896 R0
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WINDOW 39 0 0 Left 0
SYMATTR InstName V3
SYMATTR Value 48
SYMBOL voltage 1312 752 R0
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WINDOW 39 0 0 Left 0
SYMATTR InstName V4
SYMATTR Value 5
SYMBOL voltage 1312 896 R0
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WINDOW 39 0 0 Left 0
SYMATTR InstName V5
SYMATTR Value 5
SYMBOL voltage 944 768 R0
WINDOW 3 24 44 Left 0
WINDOW 123 0 0 Left 0
WINDOW 39 24 72 Left 0
SYMATTR Value SINE(0 2.83 5k)
SYMATTR SpiceLine Rser=0
SYMATTR InstName V6
SYMBOL res 2784 624 R0
SYMATTR InstName R3
SYMATTR Value 4.5
SYMBOL ind 2448 624 R270
WINDOW 0 32 56 VTop 0
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SYMATTR InstName L1
SYMATTR Value 26µ
SYMBOL cap 2704 640 R0
SYMATTR InstName C3
SYMATTR Value 350n
SYMBOL res 1296 608 R90
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SYMATTR InstName R4
SYMATTR Value 330
SYMBOL res 1312 416 R180
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WINDOW 3 36 40 Left 0
SYMATTR InstName R8
SYMATTR Value 10k
SYMBOL res 960 416 R180
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WINDOW 3 36 40 Left 0
SYMATTR InstName R9
SYMATTR Value 10k
SYMBOL cap 1168 480 R0
SYMATTR InstName C4
SYMATTR Value 1n
SYMBOL res 928 592 R0
SYMATTR InstName R12
SYMATTR Value 1k
SYMBOL Opamps\\LT1806 1056 624 R0
SYMATTR InstName U4
SYMBOL res 1216 720 R90
WINDOW 0 0 56 VBottom 0
WINDOW 3 32 56 VTop 0
SYMATTR InstName R11
SYMATTR Value 40k
SYMBOL ind 2592 624 R270
WINDOW 0 32 56 VTop 0
WINDOW 3 5 56 VBottom 0
SYMATTR InstName L2
SYMATTR Value 18µ
SYMBOL cap 2560 640 R0
SYMATTR InstName C5
SYMATTR Value 1.5µ
TEXT 920 1080 Left 0 !.tran 0 24e-4 4e-4 4e-9
TEXT 1224 1080 Left 0 !;tf V(Ua(,Ue)) V6

Danke.

Die niedrigere Trägerfrequenz (C4) ist beabsichtigt?

@Spotnick, ich habe (wie auch Du manchmal ) keine Lust, immer nur alles nachzuvollziehen. Im konkreten Fall hoffte ich, mit der NI-Grundschaltung eines OPA etwas geringere Rausch-/Zerrwerte zu erhalte, weil ich glaube, dies irgendwo mal gelesen zu haben (BurrBrown?). Scheint aber laut Datenblatt zumindest für diesen Typ nicht so zu sein. Allerdings war es für den Vergleich zw. verschiedenen Schrittweiten nicht gar so entscheidend, ob invertierend oder nicht. Und es ist völlig wumpe, mit welchen Widerstandskombinationen ich G=10 einstelle, solange die Last- und Eingangsspannungsteilerimpedanz (des Gegenkopplungseingangs) vergleichbar bleibt. Wir nähern uns schon noch rechtzeitig.
Hier ist erstmal die 1ns-Geschichte mit G=+10:
http://poolux.psycho...A_LT115_G+10_1ns.gif
Erkennbar wird die bessere(?) Auflösung "nach hinten raus". Möglicherweise ist Ähnliches auch mit vielen Perioden zu erreichen. Aber: verschwinden mit kleiner werdender Schrittweite immer mehr vermeintliche peaks (hier unter 30kHz)?

Literatur: kenn ich keine auf Anhieb. Bei uns gibt es aber ein, zwei FFT-Fritzen, vielleicht interviewe ich mal einen. Kann aber ein paar Tage dauern. Und erfahrungsgemäß wird man bei solchen Gelegenheiten oft völlig überfahren, so daß ich hinterher nicht mehr weiß, wo hinten und vorne ist.

Gruß, Timo

Der Fluch der Monokultur. Nun sind Eure ganzen LTSpices vom Stepweiten-Bug befallen . Nun können wir keine SODFAs/PWMAs mehr essen und müssen alle verhungern oder nach Amerika auswandern .
Die spinnen, die Iren

Bei Zeus, Tiki, meine Vorschläge sind ja auch immer sowas von bescheiden und wer mir hinterherrennt, soll doch bitte immer seinen Kopf behalten, ich bin nicht so (meine Überlegung war nur - ausser dem LT-Beispiel zu folgen und ein V von 1000 unrealistisch zu finden - dass die Paralellsumme von RL + RGK-Netz nicht das selbe Verhalten hervorruft, wie RGK-Netz = Paralellsumme von RL + RGK-Netz, alte Erfahrung ...)

Und jetzt sehe ich, dass das Rätselraten weitergeht ...

Schenke doch deinem Kollegen eine asc-Datei, das kommt immer gut an (z.B. die gerade von Beobachter herausgestellte), vielleicht interessiert der sich sogar dafür ...

Oh schreckliche Offenbarung, bei inv. Grundschaltung fehlt die 3. Harmonische (oben rechts):
http://poolux.psycho..._LT115_G-10_10ns.gif
Der Kollege wird sich wohl nicht für die Ekeltronik interessieren, denn er ist mechanischer (Werkstoff-)Zerstörer.

Tiki, ich will dich überhaupt nicht missbrauchen - mache doch bitte genau folgendes und zeige das Ergebnis ...
Ich möchte einfach einmal sehen, ob die Programme gleichtakten (du weist ja: manchmal steckt einfach der Stecker nicht richtig in der Dose ):
1. alle Werte im Control Panel auf default, kein Filter
2. dasda:

Version 4
SHEET 1 944 680
WIRE -128 256 -128 240
WIRE -128 352 -128 336
WIRE -64 240 -128 240
WIRE 80 240 16 240
WIRE 80 240 80 160
WIRE 80 288 80 272
WIRE 80 384 80 368
WIRE 112 240 80 240
WIRE 112 272 80 272
WIRE 160 160 80 160
WIRE 224 256 176 256
WIRE 256 160 240 160
WIRE 256 256 224 256
WIRE 256 256 256 160
WIRE 256 288 256 256
WIRE 256 384 256 368
WIRE 384 256 352 256
WIRE 384 256 384 240
WIRE 384 272 384 256
FLAG 384 160 +ub
FLAG 384 352 -ub
FLAG 352 256 0
FLAG 144 224 +ub
FLAG 144 288 -ub
FLAG 256 384 0
FLAG -128 352 0
FLAG 224 256 ua
FLAG 80 384 0
SYMBOL voltage -128 240 R0
WINDOW 123 0 0 Left 0
WINDOW 39 0 0 Left 0
WINDOW 3 -182 32 Left 0
SYMATTR InstName V1
SYMATTR Value SINE(0 .7 5k)
SYMBOL voltage 384 144 R0
SYMATTR InstName V2
SYMATTR Value 18
SYMBOL voltage 384 256 R0
SYMATTR InstName V3
SYMATTR Value 18
SYMBOL res 240 272 R0
SYMATTR InstName R1
SYMATTR Value 750
SYMBOL res 32 224 R90
WINDOW 0 0 56 VBottom 0
WINDOW 3 32 56 VTop 0
SYMATTR InstName R2
SYMATTR Value 1k
SYMBOL res 256 144 R90
WINDOW 0 0 56 VBottom 0
WINDOW 3 32 56 VTop 0
SYMATTR InstName R3
SYMATTR Value 10k
SYMBOL res 64 272 R0
SYMATTR InstName R4
SYMATTR Value 1k
SYMBOL Opamps\\LT1115 144 192 R0
SYMATTR InstName U2
TEXT -362 314 Left 0 !.tran 0 2m 0 15.3ns

@Spotnick

Zu deiner Frage bezüglich des 1n-Integrator-Cs:

Wahrscheinlich hast Du es bereits gemerkt, die Schwingfrequenz ist nicht niedriger. In der kleinen Version mit +-15V ist der C gleich 330p und der R zwischen Integrator und Komparator gleich 1k. Als ich die Betriebsspannung auf +-48V erhöht habe, wäre bei dieser Dimensionierung der Komparator durch die Dreieckspannung übersteuert worden. Also habe ich den R von 1k auf 330R verringert und um wieder die gleiche Schaltfrequenz zu erhalten, den C auf 1n vergrößert.

Ja, die Verringerung der Mitkopplung zur Anpassung hatte ich gerade simuliert (f liegt zwischen 420kHz und 650kHz) - Simu ist grundsätzlich so richtig?
http://www.die-webto...91744d0015001143.gif

PS: die Hochsetzung des Komperators auf 2V - hat das einen speziellen Grund?

Edit: Frage beantwortet, Ub ist ja unsymmetrisch ...

Was ich gerne machen würde:

1. Beobachters Schaltung verwenden, um Ub-Ripple und Delta-RL zu simulieren
2. seine Schaltung umsetzen zum Ucd und PWMA
--> Vergleich hintereinander - nebeneinander von meiner Seite ausgeschlossen, zu lange Simuzeit

3. wegen der extrem langen Simuzeit würde ich eine stark vereinfachte OP-Schaltung (mit maximal einem diskreten Emitterfolger) zum Fourierzerlegung nehmen, egal mit welchem relativen Wert, der Unterschied ist ja von Interesse - es sei denn, wir einigen uns auf exakte Simulationsbedingungen und jeder simuliert eine Schaltung (Beobachter nochmal seine eigene, Tiki/Tillg(?)/sonstnochwer Ucd und ich PWMA

Grundsätzliche Einwände, Vorschläge, Angebote zur Mithilfe ?

Meinste das?
http://poolux.psycho...ulation/spotnick.gif
Oben ohne Fenster, unten Blackman. Interessant ist, daß aller "Dreck" schon aus dem Eingangssignal zu kommen scheint, die Simu ist so schlicht unbrauchbar.
Gruß, Timo

edit:
Könnwamachn.

Spotnick:

...Angebote zur Mithilfe...

Jajajaja.. ich versuche morgen, den modernen Simu-Krempel zu laden. Dann haben wir "endlich" die komplette Monokultur. Ein gefundenes Fressen für den Kartoffel-Bug. Aber ich habe euch gewarnt. Nicht, daß mir dann einer angekrochen kommt und mich fragt, ob "Onkel Rumgucker" noch irgendwo was Eingemachtes gebunkert hat. Wir werden gemeinsam untergehen....

node001 ist also das Eigangssignal ...
Danke mal *schluck*
Ich fasse es nicht.
Und nun?

Weitersuchen, es muss einen Weg geben! Irgendjemand hatte hier schon mal im Forum etwas dazu gesagt und scheinbar den Durchblick gehabt (und kuckt leider hier nicht rein), ich weiss einfach nicht mehr, wo ...

@Spotnick

Der LT1016 schaltet an den Ausgängen zwischen 0.4V und 3.8V. Die invertiernden Eingänge der LT1720 müssen also auf ca 2V liegen, damit die Totzeit über C1 und C2 definiert eingestellt werden kann. Auch bei meiner Hardware-Schaltung, die die gleiche Konfiguration ( LT1016-LT1720 ) verwendet, hat sich wieder gezeigt, dass eine präzise Totzeiteinstellung in Kombination mit einer sehr schnellen Umladung der Gate-Kapazitäten für die Qualität eines PWM-Verstärkers absolut entscheident ist.

Ich bin der Meinung, dass aussagekräftige Simulationen überhaupt nur mit einer solchen, oder ähnlichen schnellen MOS-Schaltstufe möglich sind. Bipolare Schaltstufen zeigen ein so unsauberes Verhalten, dass die tatsächlichen Eigenschaften unterschiedlicher PWM-Modulatoren davon überdeckt werden. Man erkennt zwar auch bei Schaltstufen mit Emitterfolgern Unterschiede, diese sind aber schwer zu interpretieren.

Auf meinem Rechner konnte ich keinen signifikanten Unterschied zwischen der Simulationsgeschwindigkeit bei dieser MOS-Schaltstufe und älteren Versionen mit bipolarer Schaltstufe ausmachen. Ich habe aber auch immer einen maximalen step von <=10ns eingegeben und das Eingabefeld nie offengelassen.

@tiki

Darf man sich das "Fenster" dann als einen Bandpass vorstellen, der hinter die Signalquelle geschaltet wird, wobei "Blackman", etc. die Eigenschaften des Bandpasses ( Steilheit, Güte ) definiert?

(to #1674) Rumgucker, quatsch kein Blech , übe dich lieber ein (endlich! )und mache dir Gedanken, wie wir das Proggi oberwellenartig in Beschlag nehmen können. Vielleicht auch mal alle guugeln und rumgucken, es gibt da ein spezielles, von LT authorisiertes Forum, wo man sich ausschliesslich mit LTspice beschäftigt, mit meinem darniederliegenden SchulEnglisch von AD. überlasse ich euch gerne den Vortritt.

@tiki

Wie bist Du auf einen step von ausgerechnet 15.3ns gekommen?

14% downgeloaded

Euer Problem ist, daß Ihr Spice gar nicht durchblicken könnt. Das kann man nämlich nur durchblicken, wenn man sich zuerst eingehend mit der 1992'er-Version befaßt hat. Ich werde die ganze Sache nun mal höchst fachmännisch *räusper* in die Hände nehmen. Entspannt Euch.....

43%

Der Step stammt von mir, kann man vergessen, hat sich erledigt.
---

Beobachter, wenn ich noch an die Story zurückdenke, wie dein Bekannter seine Röhre aufgegeben und stattdessen - Hosiannah in der Höh'! - dein BD139/140-Kästchen seither wahrscheinlich sogar noch ins Bett mitnimmt ...

Schon klar, was du meinst.

Dennoch, für die Fourierzerlegung würde ich einfach dieses 1.1-Ampére-Current-Feedback-IC als Stromverstärker nehmen wollen + Comp + Int.-OP (das CFB hat ja sicher sehr schnelle interne Ausgangstransen) und direkt einen RL von ~15R daranhängen (wir haben mehrfach gesehen, dass die Rechteckschwingungen damit sehr akzeptabel sind). Die Simu läuft bei mir damit erheblich schneller. Diese Schaltung soll ja nur modellhaft zeigen, wo die Unterschiede in den diversen Mit- und Gegenkoppelkreisen einschliesslich Filter liegen, dazu ist sie IMO auch geeignet.
Wie gesagt, wenn sich Mithilfe einstellt ...

Ich darf nochmal aufmerksam machen:

Aktiver Tiefpass zweiter Ordnung, Vorteil: Entkoppelung der Quelle vom invertierenden Eingang, leicht einstellbare Güte/Beeinflussung von Phase und Frequenzgang, bei ~ fo * 1.5 fTräger zusätzlich eine Filterdämpfung von ca. 20dB/Oktave zum Ausgangsfilter (insgesamt ca. 5. Ordnung), die natürlich genauso lastunabhängig ist, wie das passive Filter 2. Ordnung nach der Gegenkopplung, da die 2 zusätzlichen Polstellen aktiv am Eingang liegen(!), die Filterspulen brauchen geringere Induktivitäten, wenn die Trägerfrequenz entsprechend erhöht wird, Phasenabweichungen dann bei 20kHz ca. 20° und Lastabhängigkeit ~ +/-0.2dB bei 15 Ohm Impedanzdifferenz (die lezten beiden Werte sind interpoliert, da die BD's diese Trägerfrequenz nicht mehr packen)

(Aus dem grünen Schleim von Gestern herausgezogen ...)

Ich bin einsatzbereit. Geht prinzipiell genauso, wie die 92'er-Version. Nur viel komfortabler.

@Spotnick

Bezüglich Schaltgeschwindigkeit ist gegen den LT1210 absolut nichts einzuwenden. Dafür, dass der immerhin 1.1A liefert, ist er unglaublich schnell. Das Problem ist die Form des Rechtecks ( oben und unten abgestuft ), die auch noch mit der Modulation und sogar abhängig vom Typ der Inversdioden variiert. Die interne Ausgangsstufe scheint ein dreistufiger Emitterfolger zu sein. Der Ausgangswiderstand ist im Schalterbetrieb keine definierte Größe und verursacht ein starkes und breites Klirrspektrum, dass die durch den Modulator erzeugten Oberwellen überdeckt.

Wg. LT1210
Ich wollte schon einmal einen OP in der Versorgungsleitung mit B-E-Widerständen zur Ansteuerung einer externen Gegentakt-Emitterschaltungs-Stromverstärkerstufe (Spannungsverstärkung, >SR, Potentialerhöhung etc.) simulieren, leider scheinen die (oder manche?) Modelle auf eine direkte Versorgungsspannung "programmiert", es ging nicht (das war allerdings Pspice).
Vielleicht findet sich ein Komparator, die BD's kann man im Modell etwas grobschlächtig zwar, aber immerhin so abwandeln, dass sie geringere Kapazitäten und Schaltzeiten haben (im direkten Modellvergleich zu einem HF-Transistor). Die Bedeutung der einzelnen Parameter- und Kürzel steht in der Hilfe beschrieben.

Edit: Funktioniert steilflankig ohne Überschwinger, besser als ein Emitterfolger!
(Kaskodestufen zur Potentialtrennung)

Habbichwasübersehn?

Ich hab auch das Gefühl, was überlesen zu haben.

Ich hab mal ne FFT auf 5 Sekunden 5kHz-Dauersinus gemacht. Das Ergebnis sieht zwar wesentlich glatter aus.. leider aber auch völlig "krank".

Bei Gleichspannung funktioniert die FFT einwandfrei. Aber mit idealisierten AC-Quellen tut sich die Einschwinganalyse sehr schwer.

Erwarten würde ich ja die Anzeige einer DC-Quelle mit einem messerscharfen Peak auf der AC-Frequenz. Und mehr eben nicht.

Solange die LT-Version des Spice das nicht abbildet, ist zumindest die FFT unverwendbar. Ich trau dem Tool sowieso nicht richtig, weil das für LT nur eine Abverkaufshilfe ist.

Mir gibt das ganze Paket eh den Eindruck, daß es mit der heißen Nadel zusammengezimmert wurde. Die Verschmelzung von Bode und LTspice ist erbärmlich. Und dieses integrierte Minicad ist nicht mal mehr erbärmlich, wenngleich es seinen Zweck eigentlich gut erfüllt.

Ich mach morgen weiter....

Tiki:
Nö.
Die kleinen BD's setzen gerade zu ungeahnten Höhenflügen an - macht echt Spass, zuzugucken, schöne Kurven
(vor allem läufts schnell durch)

Hast du schon Beobachters .asc-Datei geladen und die Transienten-Simu angeworfen?

Wie sieht es mit vagen oder sogar etwas konkreteren Vorstellungen zum Step/Filter/Start-Stop-Time aus?


Rumgucker:
Die Umgewöhnung von Schematics/Probe dauert ein Weilchen und man vermisst einiges von Pspice, aber was wichtiger ist: es funktioniert, es ist alles da (vor allem keine Bauteilebeschränkung). Cad interessiet mich nicht, aber mit FFT könntest du richtig liegen (habe ich so langsam den Eindruck).
Wir scheinen das Programm am Anschlag zu benutzen. Aber angeblich soll es ja den Spice-Kernel haben und auch die FFT sollte damit einwandfrei laufen. Ich denke, wir sind im Moment jedoch nicht gerade die schlauesten user.
Hat sich noch keiner im LT-Forum umgeguckt/nachgefragt?

Also Leuts, ich hoffe es gibt nun nicht gleich wieder ein Geknurre aus der 400Watt-Sodfa-Profi Ecke :), aber mir macht es einfach Spass, mit einer Hand voll Billigkram schöne Kürvchen zu simulieren. Schaut mal die Rechtecke an - die sind doch für ein solch einfaches Bipolar-Konzept (je 6x ||) ganz ordentlich, oder? Und überhaupt keine Kurzschlüsse, kein Überschwingen und keine Totzeitprobleme, kein störend hoher HF-Ripple, schön laststabil und immun gegen Verorgungsschmutz und alles Modelle realer Bauteile. Auch habe ich Grund zur Annahme, dass der Klirr sich im Rahmen halten könnte.
50 Watt traue ich der Schaltung zu:
http://www.die-webto...5dcb7129b9cbf56f.gif

@ Spotnick

Kannst Du bitte die Schaltfrequenz mal weiter dehnen?
Vieleicht kannst Du statt der BDs, MOS-Fets einsetzen(z.B.unten IRF540/oben IRF9540).

Wenn Du sie "langsamer" machst, mag es vieleicht ohne Totzeit gehen.

http://www.die-webto...1dbc2ac7e890bc9b.gif

@ spotnick

Die MOS-Fets müßten so langsam sein, daß die Schaltflanken
denen der BDs ähneln.

Wenn die Signalquellen in LT_Spice unsauber sind, liegt es nahe, einen Bandpass dahinter zu schalten, der selbst keine Verzerrungen produziert, also ein LC-Serienresonanzkreis mit möglichst hoher Güte, abgestimmt auf die Frequenz der Quelle:

http://img153.echo.cx/img153/7087/x2sodfa24lcasc4ov.jpg

Für das folgende Bildchen betrug die Rechenzeit 80min:

http://img153.echo.cx/img153/466/x2sodfa24lc5k6tx.jpg

Rein optisch beträgt die Einschwingdauer ca. 4 Perioden, für ein genaues Ergebnis kann aber erst ab der 11. Periode ausgewertet werden. Die FFT-Analyse der letzten 10 Perioden liefert dann folgendes, für mich einigermaßen realistisch aussehendes Ergebnis:

http://img153.echo.cx/img153/7727/x2sodfa24lcfft8qw.jpg

Zusätzlich mit „Blackman“ gefiltert, macht der Bereich um 5kHz wieder einen etwas „seltsamen“ Eindruck:

http://img153.echo.cx/img153/1185/x2sodfa24lcbfft4xm.jpg

Gut wäre vieleicht, wenn sich ein leicht trapezförmiges Schaltsignal ergäbe.

@Spotnick

Sorry, aber im Vergleich zur MOSFET-Schaltstufe kann man die Schaltgeschwindigkeit deiner neuen Bipolar-Schaltstufe nur als "erbärmlich" bezeichnen, das ist bereits deutlich aus dem immer noch wenig gestreckten Bild zu erkennen.

@Ampericher

Ein trapezförmiges Schaltsignal ist für einen PWM-Verstärker "tötlich"! Überleg mal, wie dann das Dreieck aussieht: Es ist hat oben und unten ein "Dach".

@Spotnick

Nochmal zu deiner Schaltstufe:

Um selbst ein Pärchen BD139/140 schnell genug einzuschalten, liefert der LT1720 nicht genügend Strom. Im schnellen Schaltbetrieb beträgt die Stromverstärkung der BDs nur noch 10 bis 20.

Um die BDs schnell genug abzuschalten, sind R1 und R2 zu hochohmig.

Ich habe mich vieleicht falsch ausgedrückt, leicht trapezförmig ist nicht richtig, gemeint ist, eine Anstiegs-u. Abfallflanke die nicht gebogen sondern linear ist, ohne Dach.
Bei demSpotnicks Bild mit der Dehnung der Trägerfrequenz sind die Flanken nicht konstant ansteigend.
Das bedeutet, je weiter man aussteuert, desdo größer werden die Verzerrungen.
Die Flanken dürfen auch nur so weit verzögern, daß bei den Fets der eine sperrt, bevor der andere öffnet, also das Schaltverhalten der BDs nachahmen.

Unbekannt ist auch noch, wie weit sich die BDs aufgrund der Schaltverluste erwärmen.

@Ampericher

Wenn das Recheck trapezförmig ist ( gemeint ist sichtbar trapezförmig ), dann hat das DREIECK ein Dach.

Eine optimale MOSFET-Schaltstufe wird so eingestellt, dass eine ganz leichte Überlappung im Bereich weniger Nanosekunden stattfindet, damit die Inversdioden gar nicht erst leiten und das Rechteck nicht mehr überschwingt ( der sogenannte "sweet spot" ). Dazu müssen die MOSFETs so schnell wie irgend möglich abgeschaltet werden, etwas langsamer eingeschaltet, und die Totzeit darf nur etwa 5 bis 10 ns betragen.

Mit einer bipolaren Schaltstufe ist sowas völlig unmöglich. Man kann es nur annähern unter Inkaufnahme erheblicher Schaltverluste.

Das bedeutet, das alle simulierten Signale mit bipolaren, nur durch das Ausgangsfilter "hingebogen" werden.

Ampericher/Beobachter, klar werden sie sich etwas mehr erwärmen als Mosfets mit steileren Rechtecken, aber es sind immerhin 6 Stück pro Hälfte, damit ist auch der Basisstrom gezügelt, da jeder Einzelne nicht an seine Grenzen muß (Beta-Abfall). R1 und R2 reichen völlig aus, mit z.B. 50R schalten die Transistoren nicht mehr schneller, ab hier ist einfach eine Grenze, die nur mit geeigneten Schalttransistoren überschritten werden kann (tr, ts, tf).
Im Vergleich zu Mosfets ist die Flankensteilheit natürlich zu bemitleiden, das ist mir selbst klar, jedoch gegenüber dem 1.1A-CFB-IC nicht schlechter und vor allem überschwingerfrei und mit einem Viertel der Oberwellen, verglichen mit der gleichen Simueinstellung (der Grund, warum ich mich überhaupt damit beschäftige).
Vielleicht hat dieser erneute Kompromiss, das Fehlen sehr hoher Oberwellen in der Schaltfrequenz, ja auch seine Vorteile, weiss das jemand hundertprozentig ausszuschliessen?