MOSFET-Endstufe 2

Ja (Omulki & mix), denke auch, das das mit den alten Netzteil dann so am sinnvollsten ist. Da dürften immer noch um die 200 Watt rauskommen und die Schaltung ist eigentlich auch so mit Stromquellen bestückt, das sie auch mit einer unstabilisierten Spannung klarkommen muß.
Nur schön zusätzlich mit einigen kleinen schnellen C's abblocken, nicht vergessen.

Hallo allerseits, hallo Ultraschall,

zufällig habe ich dieses Forum getroffen und mich an der spannenden Lektüre festgebissen. Und jetzt möchte ich meinen Einstand geben.
Messgeräte kalibrieren, zertifizieren und all so’n Kram muss man machen, wenn man Kunden für teures Geld etwas verkaufen will. Nicht wenn man ein Hobby betreibt und weiß was man tut. Man muss deshalb auch nicht die letzten Stellen an seinem Voltmeter abkleben, denn das Ding misst immer noch RELATIV genau, im wahrsten Sinne des Wortes. Jedenfalls solange man den Messbereich nicht umschaltet. –scope- scheint mir in seinen Ansichten etwas dogmatisch. Allerdings musst du ihn auch nicht so beschimpfen. Er hat immerhin auch wertvolle Beiträge geleistet und mehr als versucht mitzudenken. Streit ist auch produktiv.
Den Relaiskontakt in die Gegenkopplung einzubeziehen ist völlig in Ordnung, allerdings auch keine Sensationelle Erfindung. Man muss dann allerdings aufpassen, dass man merkt, wann das Relais sich wie beschrieben verabschiedet.
Ich habe ein anderes Problem(chen) mit der dynamischen Symmetrie der Schaltung. Und ich meine damit die Symmetrie am Eingang. Die wird nämlich durch die DC-Gegenkopplung mit R17 gestört.
Die AC-Verstärkung für den Eingang NF- beträgt –15. Für NF+ habe ich dagegen 13,74 ausgerechnet. Das liegt daran, das bei Aussteuerung an NF+ durch R17 ein Strom fließt.
Ich kenne deine Ansteuerschaltung und Zuleitung zur Endstufe nicht, aber wenn du Wert auf Gleichtaktunterdrückung legst ist das ein Problem. Es sind immerhin mehr als 8% Unterschied in der Verstärkung.
Sicher kann man das Problem mit anderer Dimensionierung des Spannungsteilers R2-R4/5 lösen. Man muss aber eine Weile rechnen, um dann auch wider auf den gleichen Eingangswiderstand an beiden Eingängen zu kommen. Mit einem Poti statt R4/5 könnte man auch auf größte Gleichtaktunterdrückung abgleichen (ich hasse Potis), nicht aber zugleich auf gleichen Eingangswiderstand.
Als Alternative schlage ich vor, die DC-Gekenkopplung nicht am invertierenden Eingang, sondern am Fußpunkt von R5 anzusetzen (R4 und R17 weglassen). Die Regelung muss dann natürlich „umgedreht“ werden.

Ich hätte dazu auch ein Bild zur Veranschaulichung, aber ich bin neu hier und weiss noch nicht wie ich es in dieses Kästchen reinkrige.

Hallo Tilg,
Wie hast Du das gerechnet ? Ich dachte, gerade mit R14 bekomme ich die durch R17 gestörte Symetrie wieder hin. Habe ich da einen Fehler gemacht ?
Die Ansteuerschaltung ist niederohmig , weiß nicht mehr genau aus dem Kopf, aber maximal 100 Ohm Ausgangswiderstand.
Das der Eingangswiderstnd bei der Schaltung nicht gleich hoch ist, ist klar. Hatte aber die Wahl dazwischen und zwischen einen zusätzlichen OPV (Bzw. müßte man exakt drei nehmen-Instrumentationsverstärker)und sah das als das kleinere Übel. Deshalb auch R1 als Kompromiß zur Annäherung der Eingangswiderstände.
(Beschimpfen wollte ich Scope nicht, aber wenn Du öfters hier bist, lernst Du ihn auch noch kennen. Er kann ja sehr produktiv sein. Aber manchmal aus irgendeinen Grund, keiner weiß wieso, ist er leider das Gegenteil. Aber inzwischen habe ich ihn trotz dieser Eigenart schätzen gelernt.)
Zum Thema Bilder einstellen siehe:http://www.hifi-forum.d
e/index.php?action=browseT&back=1&sort=lpost&forum_id=15&thread=252

Das hat anscheinend schon mal geklappt.


Oben links habe ich deine Schaltung mal schematisch dargestellt (dynamisch).
Im Moment sind deine Eingangswiderstände völlig gleich, dynamisch jedenfalls, und darauf kommt's an.
Die Verstärkung rechne ich so aus:
Ich denke mir abwechselnd an einem Eingang die Spannung 1 (kann Volt sein) und am anderen 0. Dann rechne ich los. Dabei sind, solange der Verstärker noch verstärkt, die Spannungen an den (gedachten) OPV-Eingängen immer gleich.
Rechts ist die vorgeschlagene Variante mit veränderter DC-Gegenkopplung.

Hmmm, habe eben deiner Methode nach gerechnet.
Komme aber auf 15 und 14,9869.. Denke das liegt jetzt an Rundungsfehlern.

Lass mich meinen Rechenweg schildern.
Fall A: Am -Eingang stehen 1 Volt; am +Eingang 0 Volt

Also R21 : R3= 15 : 1 = 15
(R17 wirkt hier nicht da am +Eingang null Volt- auch an R17 O Volt [Annahmen idealer OPV], also kein Stromfluß durch ihn; R 17 ist zu vernachlässigen)


Fall B: Am - Eingang stehen 0 Volt; am +Eingang 1 Volt
Dann bildet sich am + Eingang ein Spannungsteiler aus R2 und (R4 II R5) also 1k und 6,666K.
Ergint nach ausrechnen eine Spannung von 0,86945 Volt direkt am OPV+Eingang.
Diese 0,86945 Volt müssen nun direkt am -Eingang des OPV auch stehen. Welche Ausgangsspannung muß der OPV dazu liefern?

Hier sehe ich einen Spannungsteiler aus R21 und (R3 II R17)
(R3 liegt ja auch wie R17 an Masse also parallel und wirkt, da an ihm Spannung anliegt.)
R3 parallel R17 = 923,076 Ohm
An diesen 923...Ohm müssen jetzt also auch 0,86945 Volt anliegen, um die Gegenkopplungsbedingung erfüllt zu haben.

Ua:15,923076Kohm = 0,86945 V : 0,92307Kohm

ergibt nach Umstellen nach Ua

Ua =0,86945V x 15,923076 K : 0,92307 k =14,998...Volt

Bin erst mal erleichtert. War ja schon lange her. Aber vielleicht habe ich ja doch einen Denkfehler drin? Deshalb meine Gedankengänge so ausführlich. Zur Fehleranalyse bei mir oder bei Dir.

Ich muss es zugeben, du hast völlig recht.
Ich hab den Strom durch R17 vom Strom durch R3 abgezogen, praktisch ein Vorzeichenfehler. Das kommt davon, wenn man sich fast nur noch mit Digitalkram beschäftigt, da verlernt man das Rechnen.
Gut, dass ich dir nicht meine ganze Berechnung gepostet habe, du hättest mir womöglich geglaubt.

Na ja , kann ich ja beruhigt sein. Völlig sicher zu sein, habe ich mir im Laufe der Jahre abgewöhnt und so hätte es sein können, das ich eventuell doch irgendwo einen Denkfehler drin hatte.

Hi,

sagt mal, "pelmazo" hat mich jüngst aufgeklärt, dass der inv. Eingang bei dieser Beschaltung (die ich im Wesentlichen genauso mache) unter 1k Impedanz hat... Das dürfte mit den meisten Vorverstärkern zu gewissem Klirr führen...
Wie steht Ihr dazu?
Ich glaube zunehmend, dass ein symm. Eingang ohne OPs nicht sauber zu realisieren ist...

Grüße,

Oliver.

An omulki
Hi, ich muss mich schon zum zweiten Mal revidieren:
Gestern habe ich behauptet, die Ultraschall-Originalschaltung hat den gleichen Eingangswiderstand an den beiden Eingängen, nachdem Ultraschall das schon verneint hat. Und er hat wider recht, ebenso der erwähnte pelmazo.
Ich mach’ mal einen Versuch, dass auseinanderzunehmen:

Bild A zeigt noch mal die vereinfachte Originalschaltung. Lässt man R1 mal unberücksichtigt, resultiert für NF+ der Eingangswiderstand aus R2 + (R4||R5||RiT1). Der T1 ist mit R6 zusätzlich gegengekoppelt und deshalb am Eingang sicher recht hochohmig (?).
Ri NF+ ist also ca. 7,666 kOhm.
Anders mit NF-. Hier ist der Eingangswiderstand abhängig vom Signal an den beiden Eingängen. Am größten ist er für Gleichtaktsignale, weil U@A- = U@A+ durch die Gegenkopplung. Hierdurch wird auch der Ri von T2 kompensiert. UR3 = U@NF- - U@A+.
Daraus resultiert ein wirksamer Ri = U@NF- / UR3 * R3. Ri NF- ist damit ebenfalls 7,666 kOhm.
Für Gegentaktsignale, dem eigentlichen Nutzsignal, entsteht der entgegengesetzte Effekt: die Spannung an R3 wird höher. Die Berechnung ist die Gleiche, nur mit anderen Vorzeichen. Ri NF- ist dann 0,535 kOhm.
R1 mildert diesen Unterschied zwischen den Eingängen zwar ab, macht sie aber im Gegentakt noch niederohmiger und wirkt im Gleichtakt überhaupt nicht.

Zusammenfassung (soll wie eine Tabelle aussehen, vielleicht weiß jemand, wie das besser geht, mit html jedenfalls nicht):

____Gleichtakt___Gegentakt
Ri+___7,666______0,430
Ri- ___7,666______0,246
alles in kOhm

Schlagt mich, wenn das wider alles falsch ist!

Wem das zu niederohmig ist, (und es ist es ohne Zweifel), der kommt um einen oder zwei OPV’s nicht herum. Bild B zeigt eine Moglichkeit. Der Leistungsverstärker wird unsymmetrisch betrieben. R3 könnte man weglassen und die Gesamtverstärkung zwischen dem OPV und dem Leistungsverstärker aufteilen (soweit das die Aussteuergrenzen des OPV's zulassen). Die Beschaltung des OPV verhält sich natürlich genauso wie oben beschrieben, man kann sie aber viel hochohmiger machen. Den Eingangswiderstand bestimmen dann die 2 R’s gegen Masse. Damit wäre dann die Dämpfung für den Gleichtakt auch fast die Gleiche wie für den Gegentakt.
In Bild C sind die Eingänge schließlich absolut symmetrisch und können fast beliebig hochohmig gemacht werden. Mit RG1/RG2 kann man den OPV’s etwas Verstärkung spendieren (Aussteuergrenzen beachten!). Diese wirkt sogar nur auf den Gegentakt (virtuelle Masse in der Mitte von RG2), für Gleichtaktsignale bleibt sie 1. Das ergibt noch eine zusätzliche Gleichtaktunterdrückung (kleiner Trick). Über die beiden RG1 sollte man aber dann noch einen kleinen C setzen, damit sich die beiden OPV’s nicht gegenseitig aufschaukeln.

@Tillg,

klar, die Schaltung "C" ist der ganz normale I-Amp, wie er im Lehrbuch steht. Aber wir Freaks wollen doch ohne OPs auskommen oder?
Allerdings sind 250Ohm etwas sehr wenig...

Daher meine Frage an Euch:
Wie sollte ich die Rs auslegen, um den günstigsten Kompromiss zwischen guter Gleichtaktunterdrückung und halbwegs ähnlicher Gegentaktimpedanz, bzw. zumindest einer jenseits der ~1000 Ohm hinzubekommen?
Im Grunde muss R3 größer sein, soweit klar, aber das bringt automatisch andere Probleme mit sich...

????

Oliver.

Vielleicht FET’s im Eingang und rundum alle beteiligten R’s größer. Und statt R1 2 Widerstände gegen Masse!
Habe Text noch mal geändert weil ich Ri+ und Ri- in der Zusammenfassung verwechselt hatte, Ri- hat nämlich nur 246 Ohm.

Ich hab nichts gegen OPV’s, sind sehr nützlich. Blöd bloß, das es die besten weil neuesten meist nur noch im MSOP-Gehäuse gibt, 0.65mm Pinabstand, wer soll das Löten? Und dann verkaufen sie einem die nicht einzeln, nur 3000er Tapes!
Weiß jemand, wo es eine Handvoll LMV931MF gibt? LT1711 suche ich auch!

@ Tillg
Gut Deine Üerlegungen. MAn lernt nie aus. Das der Differrenzeingangswiderstand so niederohmig ist, war mir selbst nie bewußt.
Ich steuere diese Eingänge allerding mit einer trafosymetrischen Treiberschaltung mit AD 797 an, denen jeweils noch eine kleine "Endstufe" aus BC639/640 hintergeschaltet ist, die mit in der Gegenkopplung liegt.
Damit gibetes jedenfalls keine Probleme.
aber ist mir schon klar das der Eingangswiderstand sonst zu niedrig ist.
Höhere Widerstände führen aber wieder zu höheren Rauschen. Und parasitäre Schaltungskapazitäten wirken sich wieder stärker aus. Dehalb bleibe "ich" gern möglichst niederohmig.

Eine ander Möglichkeit wäre auf den symetrischen EIngang zu verzichten und die Schaltung als nichtphasendrehenden Verstärker gegenzukoppeln. Oder eben doch den Instrumentationsversärker lt. C zu nehmen. Dabei istder Verstärker selbst LV (wie DU schon angedeutet hast). Erfordert also noch zwei zuätzliche OPV.

Oh schade ...
Ich hatte gerade einen kleinen in WORD verfassten Text in’s Textfenster kopiert, aber die Vorschau zeigt leider reichlich viel Kryptisches ...
Woran liegt’s?

Huch - Bindestriche dürfen nicht "lang" geschrieben werden, seltsam ...

Jo, dann doch Hallo!

Das "offizielle" Schaltbild ist nach wie vor dieses hier:
http://files.hifi-forum.de/Zucker/Selbstbau/Ultra100.GIF ?

Mich verwundern dabei ein wenig (neben den Verkehrtherum-Schaltsymbolen für die Mosfets und den zum Mosfet mutierten BF245 ;-) ) die Werte von R12/P1 - ein Gesamtwert um zusammen 1kOhm schwebt mir da vor, wenn der AMP (z.B.) nichtinvertierend arbeiten soll (R3 links auf Null, kein R1, Signal zwischen "NF+" und "NF0").

Meine Überlegung:
(U,D1 + U,D2 - UBE,T3) / R9 --> macht ca. 2,6mA Stromquellenstrom für den Differnzverstärker;
weiter: (40mA * R18) + UBE,T5 --> +2V UC,T4 ggü. der neg. Betriebsspannung ("Ub-Treiber");
da sich (normaler Weise) ein Differenzverstärker mit seinen Kollektorströmen im Gleichgewicht befindet, determiniert das in etwa auch gleiche Spannungspotentiale an seinen Kollektorwiderständen (von etwa gleicher Impedanz oder wie hier an der stromgesteuerten Stromquelle mit T4);

nehme ich jetzt für R12 (5,6k) und P1 (10k) z.B. einen Mittelwert von 10k (entsprechend der Mittelstellung von P1), so muß für eine Ausgangsoffsetspannung von Null am Knoten R17/C20 von OP1 eine reichlich hohe Spannung von +6.9V eingespeist werden, jedoch mit dem Ergebnis, daß sich der Differenzverstärker in völliger Asymmetrie befindet (links ca. 2,35mA, rechte Hälfte ca. 200uA); ich kann mir nicht so recht vorstellen, daß diese Schieflage gewollt sein kann - oder steckt etwas dahinter, was mir entgangen ist?

Bitte um Aufklärung - Danke!

Grüße

Der BF 245 ist doch ein Mosfet. Hatte heute zufällig einen in der Hand, weil ich beschlossen habe die "MOSFET-Endstufe 3" zu entwickeln und zu bauen.
Oder geht es dir da auch um das Symbol (JFET) ?

Bei den Endstufenfets sind die Symbole vertauscht. Stimmt.
Alos geistig die Symbole tauschen, aber die Typangabe oben und unten stimmen.
Bei R18 könnte es ein Schreibfehler sein und richtig 330 Ohm heißen. Ich habe die Unterlagen nicht mehr hier, aber ich schaue spätestens Dienstag rein und berichte noch mal was richtig ist.
Poti P2 soll übrigens auch 100 Ohm haben.
Das kam davon, weil mein Schaltplanprogramm forderte zuviel Platz auf dem Server und da hat Zucker das freundlicherweise noch mal mit seinen Programm neu gezeichnet und da kamen eben zwei, drei Fehler rein. (Auch Zucker ist nur ein Mensch.) Passiert halt mal.
(Wobei ich gerade sehe, das ich ihm das Bild mit 33 Ohm geschickt habe. Vielleicht ist mir das passiert.)

Gut bis auf den Widerstand R18 nicht so kritisch. Bist aber schön aufmerksam. Ist ja gut, wenn jemand durch genaues Nachdenken solche Fehler findet.

Hallo, es wird der Schaltung nicht weh tun: der BF 245A,B,C ist nun mal seit über 30 Jahren ein N-Kanal Sperrschichtler, und es soll ja tatsächlich Leute geben, die deren mehr verbaut haben, als andere Mosfets in Schachteln gesehen haben. Das ist einfach ein bisserl Halbleiterpoesie, damit könnten wir vielleicht noch unseren Spaß haben ;-)

Jo, fein, ne ... schön, daß mal jemand genauer hinguckt - seit drei Monaten wundere ich mich ... (wie gesagt) - daß solche offensichtlichen Fehler niemanden ins Auge stechen (mit dem R18 hat die Arbeitspunkteinstellung des Differenzverstärkers nun wenig bis nichts zu tun). "Zucker ist auch nur ein Mensch"? - LEGO - wo sollte da jetzt ein Problem sein?

Ich habe mir übrigens meiner eigenen Neugier nachgehend erlaubt, deine Schaltung per PSpice und Protel unter Einbeziehung parasitärer Layoutelemente ausgiebig zu simulieren, weil mir der Entwurf zwar nicht so neuartig vorkam, aber das Gesamtkonzept aus eigener Anschauung/Erfahrung sehr stimmig erschien - so wie ich das sehe bestehend aus extrem verzerrungsarmer asymmetrischer Klasse-A Eingangsstufe plus gesteuerter Stromquelle als Kollektorlast zur Erzielung einer möglichst hohen Open-Loop-Verstärkung (es sind um die 260000), die es wohl auch braucht, um der Sourcefolgerkrätzen Klirr Paroli zu bieten, wenn diese nicht selbst in einem lokalen Stromverstärker-Gegenkopplungskreis gezügelt werden - und nicht nur des Dämpfungsfaktors wegen - einschließlich Strom potenter asymmetrischer Klasse A-Spannungsverstärkerstufe mit sattem Ruhestrom von gut 40mA, damit die positive Slewrate gegenüber der negativen, aktiven Hälfte nicht ins Hintertreffen gerät und last but not least die niederohmige Ansteuerung der Sourcefolger per Emitterfolger mit ebenfalls reichlich vorhandenem Ruhestrom, damit auch hier der Klasse-A-Betrieb beim Umladen der dicken Fetts nicht abreißen möge - das vielleicht als grober Umriß der gesamten Schaltungsfunktion.

Ich habe im Großen und Ganzen versucht die Schaltung in ihren dynamischen Eigenschaften möglichst originalgetreu zu belassen, damit ich für meine eigenen Streifzüge einen Vergleich habe, die ich hiermit und im Folgenden gerne vorstellen möchte, falls Interesse an einer Diskussion darüber besteht.
Es mußten übrigens dazu mehrere Modelle in mühsamen Meßreihen erstellt werde, da ja japanische Transistorfabrikanten bekanntlich Dergleichen seltenst anbieten/herausrücken. Das gilt insbesondere für die vorzüglichen Toshiba-Mosfets und Sanyo-("High-Definition")Videotreiber, von denen ich schon früher eigene Modelle anzufertigen hatte, da es einfach nichts Gleichwertiges gibt (präzise Modelle schon mal überhaupt nicht). Falls dich das interessiert, könnte man ja noch ausgiebig in der Schaltung analysierend herumfuhrwerken, vielleicht ist das Eine oder Andere noch nicht ganz bebrütet, wenn dem sehr Guten nun noch mehr Gutes folgen soll ... Nebenbei: Damit haben wir schätzungsweise eine Gemeinsamkeit - mit immer der selben Hand voll Bauteilen die Funktion auf die Spitze treiben, die Frage nach dem Sinn interessiert mich persönlich bei diesem SPIEL schon lange nicht mehr, um das gleich mal zu sagen (mir ist es ja auch völlig Wurscht, wenn irgend jemand irgendwas anderes macht ... ;-) )

So, jetzt aber erstemal das Schematics aus PSpice, für den Normalschaltplanleser von Spice Spezifischem befreit und grafisch umgemoddet ...:
http://www.speaker.e...2\mod1Spice(Sch).gif
(leider werden die Bauteile automatisch spaltenweise neu durchnumeriert)

Hallo,

der Plan ist geändert. Der 270K zwischen den SourceR liegt nun auf dem Ausgang, der BF 245 ist als N-FET eingetragen.
Sorry
Die IRF hab ich von Lothars Schaltung übernommen, das war ich nicht :Y, hab aber auch nicht nachgeschaut.

Bitte nachsehen, ob es so stimmt. Danach wird der Plan getauscht.
Plan

@ gegentakts Stufe kann man ja noch dazu stellen.

viele Grüße

Hallo,

vielleicht sollte man auch die Relaiskontakte so zeichen, wie es sich gehört:
sinnvoller Weise der linke offen und der rechte geschlossen ("Ein"-Zustand), beide offen wäre für den AMP zufolge fehlender GK wenig erträglich ...
Warum liegt R27 jetzt an RL? Damit ist OP1 beim Hochfahren der Schaltung jede Möglichkeit genommen, die Offsetspannung abzuregeln (R27 am Emitterknoten war schon richtig) ...

Wegen R18:
(U,D1 + U,D2 - UBE,T7) / R13 ergibt ca. 40mA Ruhestrom für die zweite Stufe, der durch R18 fließt
mit 330R betrüge das Emitterpotential T5 damit ca. 13,2V - T5 wäre damit schlichtweg verpolt ...
Eine sinnvolle Obergrenze liegt bei der gewählten Arbeitspunkteistellung der Kaskode bei maximal 100R, das ergibt sich schon durch einschlägige Rechnung, wobei UCE,T5 mit knapp 1V dann schon unvernünftig zu niedrig liegt - das zeigt sich auch in der Simulation durch eine verschlechterte Rechteckwidergabe; ein Wert von 33R macht dagegen eine sehr gute Figur, zumal damit eine höhere Verstärkung der zweiten Stufe einhergeht mit entsprechend reduzierten Klirr (eine FFT weißt nach, daß R18 zwischen 33- und 68R günstig dimensieniert ist)

R12 und P1 harren noch ihrer Berichtigung ... ;-)
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Mal eine Frage an das Publikum: wer - außer dem Urheber selbst natürlich - hat diese Schaltung schon erfolgreich zum Laufen bekommen, um zu berichten, wie er persönlich das im Einzelnen dimensioniert hat?
Würde mich interessieren!

Übrigens muß C6 natürlich im Zusammenhang mit dem Wert von R18 gesehen werden (oder umgekehrt), ein passender C6 belohnt mit einem positiven Phasenschlenker im Bodediagramm und einer sauberen Rechteckwiedergabe in der Praxis (... wenn dazu noch ein paar andere Bedingungen erfüllt sind)

Grüße

Hallo Gegentakt,
Das mit 27K habe ich ja schon in einer PM an Zucker geschrieben. Wird er doch ändern. Nur keinen Streß!
Das mit den 33/330 Ohm kam bei mir auch so langsam durch. Weiß nicht. Ich schaue noch mal auf Arbeit nach, da habe ich die Unterlagen liegen oder schraube notfalls auf und schaue nach.
Aber laufen tuen die Teile nun schon seit 1997 ohne je Probleme gemacht zu haben.
Manche Widerstände hatte man sich schon von Anfang an überlegt/berrechnet, aber beim Experimentieren herausgefunden das es mit anderen nicht errechneten Werten besser wird. Aber er läuft und läuft so. Tiki wird ihn sich demnächst anhören und kann Dir dann bestätigen, das die Monos wirklich so existieren, funktionieren und gut klingen.

Und zieh Dich doch nicht so an der Zeichnung hoch(diesmal die Relaiskontakte). Du hast sie doch gut verstanden, trotz falscher Symbole für JFET und P und N-Kanal. (Habe nochmal nachgesehen wie das entstanden ist. Ich habe überhaupt nur zwei Fet-Symbole in meinen Billigprogramm drin. Und die sehen wieder ganz anders aus. Wahrscheinlich dadurch passiert.)

Hallo,

Warum liegt R27 jetzt an RL? Damit ist OP1 beim Hochfahren der Schaltung jede Möglichkeit genommen, die Offsetspannung abzuregeln (R27 am Emitterknoten war schon richtig) ...

Hallo Gegentakt, Das mit 27K habe ich ja schon in einer PM an Zucker geschrieben. Wird er doch ändern.

ja wo denn nun. In Lothars Originalplan, den er mir um 12/04 zugesandt hat, geht R27 mit 270K an den Ausgang.

Rel:

vielleicht sollte man auch die Relaiskontakte so zeichen, wie es sich gehört: sinnvoller Weise der linke offen und der rechte geschlossen ("Ein"-Zustand), beide offen wäre für den AMP zufolge fehlender GK wenig erträglich ...

Oky, GK-R offen - LS R geschlossen.
Was auch noch dazu müßte, wär die Rel.-ansteuerung.

Hallo Ultraschall,
von mir aus bedarf es keiner Notwendigkeit zum erneuten Öffnen deines Geräts, wie bereits geschrieben, es sei denn, daß du dir vielleicht selbst noch einmal Klarheit darüber verschaffen möchtest, wie deine eigene Schaltung én Detail denn nun eigentlich so funktioniert. Es ist kein Beinbruch, etwas zu übersehen oder in der Zeit zu vergessen, so wie es auch eine klare Sache ist, auf dieser Plattform darauf hingewiesen zu werden.

Was überdeutlich auffällt: ich habe in der besten Absicht im Rahmen eines DISKUSSIONSFORUMS (sic.) versucht, deine Schaltung in einigen Sätzen zu analysieren, in der weiteren Absicht, eigene Vorstellungen darzulegen und dir ganz nebenbei Kooperation angeboten. Daran scheinst du offensichtlich leider keinerlei Interesse gefunden zu haben, was ich akzeptieren muß. Kein Problem meinerseits damit. Bedauerlich sind lediglich deine etwas aufgeregten Unterstellungen mit "Streß", "Hochziehen" etc., nur weil ich mir erlaubt habe - mit einem augenzwinkernden smilie zumal - auf ein paar Fehler im Schaltplan aufmerksam zu machen. Anscheinend ist hier ein wenig dein Selbstverständnis aus dem Ruder gelaufen - mir ist es doch nun wirlich völlig gleichgültig, wer hier private Nachrichten (von denen ich nichts weiß) an wen verschickt und in welchem Zustand hier Schaltbilder präsentiert werden. Ob deren korrekter Inhalt von allgemeinem Interesse ist, darf bezweifelt werden, wenn über Monate hinweg eine völlig falsche Gleichstromeinstellung eines Differenzverstärkers offensichtlich niemand für korrekturbedürftig hält. Ist das möglich?? Ach ja, auch sehr amüsant: nirgendwo habe ich dir unterstellt, daß deine "Monos" womöglich nicht "so existieren, funktionieren und gut klingen" könnten, du solltest wirklich etwas für dein eigenes Selbstvertrauen tun, das ist ja echt stressig!

Nun ja .... aber noch was nebenbei: Du erinnest dich noch an die "Besten Grüßen an den Kämpfer gegen die Unwissenheit - Du schlägst Dich tapfer mit Ahnunglosen und Besserwissern!" im Audioavid-Forum? Das kam nicht gut an, bei mir nur halbherzig, deshalb habe ich dir auch erstmal keine Antwort gegeben (völlig unabhängig davon, daß dieses Forum seine Attraktivität nun restlos eingebüßt hat, von den etablierten Dauerbewohnern unregistrierter multipler "Persönlichkeiten" mal abgesehen und für mich maximal als Gast betretbar). Das heißt aber nicht, daß mich deine wirklich gute Schaltung nicht gereizt hätte, einmal genauer anzusehen, was ich mittlerweile auch getan habe. Alles weitere zu meinen Absichten steht dazu weiter oben bereits geschrieben. Ich hoffe doch, daß deine eigene Tapferkeit im Umgang mit "besserem Wissen" ähnlich ausgeprägt ist, wie meine mit den "Ahnungslosen" ...

Grüße

Hallo Gegentakt,
habe in einer Kiste den Prototyp der Schaltung gefunden und auf der etwas verbastelten Leiterplatte nachgeschaut. Also R18 hat 33 Ohm.
Ja die unsymmetrische Arbeitsweise leuchtete mir ein, deshalb mußte ich da noch mal drüber nachdenken, wie es dazu kam. Und da das eine Weile her ist, dauerte es bis wieder der Groschen fiel. Da ich die Schaltung nicht simuliert habe(auch nicht konnte), blieb mir nur der Weg des Experimentes zur Optimierung.(Einstellregler) Und da scheint dann tatsächlich der unsymmetrische Strom durch den Differenzverstärker in Verbindung mit einen höheren Kollektorwiderstand der offenbar die negative Last T4 wiederum stärker ansteuert, der optimalere Weg zu sein. Was soll ich jetzt dazu sagen. Ich mußte halt mal eine Weile drüber nachdenken und deshalb kam die Antwort nicht so schnell. (Mußt Dich nicht gleich deshalb erregen, [und die vorschnelle Schlußfolgerung ziehen, man sei nicht an einer sachlichen Diskussion interessiert] ich habe an manchen Tagen keine Stimmung über bestimmte Probleme nachzugrübeln. Auch deshalb dauerte die Antwort etwas. Außerdem mußte ich Dich erst mal richtig einschätzen. Ich hatte am Anfang den (fälschlichen)Eindruck Du bist nur auf Kontra aus- Scheine mich geirrt zu haben. Aber entspannter werden könntest Du trotzdem.)



Ansonsten Simulation für ein anderes Projekt (den Nachfolger) wäre schon interessant.
Willst Du dir demnächst sowas in der Richtung bauen ?
Bin nämlich gerade dabei was neues zu entwerfen. Just aus fun. Die Teilebestellung für die Prototypleiterplatte läuft gerade. Ich schwanke naturgemäß (immer noch ohne Spice) immer noch zwischen ein paar Varianten für die Einggangsstufe.
Soll diesmal gleich im Eingang eine Differenzverstärkerkaskode werden.

Zitat Ultraschall:
"Da ich die Schaltung nicht simuliert habe(auch nicht konnte), blieb mir nur der Weg des Experimentes zur Optimierung.(Einstellregler) Und da scheint dann tatsächlich der unsymmetrische Strom durch den Differenzverstärker in Verbindung mit einen höheren Kollektorwiderstand der offenbar die negative Last T4 wiederum stärker ansteuert, der optimalere Weg zu sein."


Hallo Ultraschall,
...

O.k. - der eine Transistor läuft mit einem I,C von um die 150...200uA, der andere mit ca. 2.5mA - praktisch führt das u.a. zu höherem Rauschen, verringerter Slewrate, Einschränkung der Offsetregelung, schlechte Gleichtaktunterdrückung (die hier weniger eine Rolle spielt) und eine Zunahme von Intermodulationsverzerrungen, wie mir eine FFT mit Spice zeigt. Wenn du von dieser asymmetrischen Lösung einschließlich des stark übersetzenden Widlarspiegels mit T4 (V4) überzeugt bist, wäre konsequenter Weise eine Anpassung der Gegenkopplung der Emitterwiderstände des Differenzverstärkers angeraten, um den unterschiedlichen Strömen gerecht zu werden bzw. auf die Stromquelle T3 zu verzichten, die (so oder so) in einem Wechselspannungsverstärker entbehrlich ist, rauscht und eine zusätzliche Polstelle ins Spiel bringt. Mir selbst sind bis jetzt nur Nachteile solcherlei stark "eigentümlicher" Designs offensichtlich geworden, eine saubere - sprich symmetrische - Arbeitspunkteinstellung des Differenzverstärkers (und im Weiteren der Einsatz eines "echten" Stomspiegels für T4/V4, auf den ich noch zu sprechen kommen möchte) würde ich daher in keinem Fall entbehren wollen. Eine symmetrische Einstellung gelingt mit den Werten aus meinem Schaltbild problemlos, eine FFT-, Transienten- und Rauschanalyse mit "Schieflage" zeigte dagegen die oben genannten Nachteile.

Für deine neue Schaltung könnte es dir vielleicht von Nutzen sein, erst einmal die vorhandene genauer unter die Lupe zu nehmen. Deiner etwas vagen Vorstellung mit den Kaskodestufen im Differenzverstärker stehe ich aus eigenen Erfahrungen allerdings schon mal äußerst skeptisch gegenüber und du wirst dich jetzt vielleicht wundern: selbst die von einschlägig bekannten Entwicklern/Magazinen protegierten Kaskodestufen im Spannungsverstärker sind ein ziemlich überschätztes Element, dem weitaus bessere Lösungen gegenüberstehen, wie ich dir gerne zeigen kann. Aber ich möchte jetzt mal nicht zu weit vorgreifen, und erst einmal aus dem Sammelsurium bereits vorliegender Spice-Simulationen zwei FFT-Analysen herzeigen. A pro pos Spice: ohne dieses Werkzeug könnte ich mir eine Schaltungsentwicklung beim besten Willen nicht mehr vorstellen! Wenn ich all die Ideen, die mir im Zuge der Simulation einfallen, im Labor aufbauen wollte, bräuchte es dazu mehrere Leben. Jedoch: Pspice und Protel sind keine Spielzeuge, mit denen man mal so eben was untersuchen könnte - die perfekte Beherrschung erlernt man innerhalb (profesioneller) ständiger Arbeit, und eine der wesentlichsten Voraussetzungen sind vor allem genaue Halbleitermodelle, die es leider, leider kaum zu kaufen gibt. Was hier an Schrott auf den Seiten der Hersteller zum Download bereitsteht, ist manchmal völlig abwegig, so daß die Modelle selbst anfertigt werden müssen. Und das ist ein echtes Unterfangen, wenn man sich schon einmal mit der Erfassung der Messwerte befaßt hat. Sind die Modelle jedoch präzise bzw. ist die Einbindung frequenzkritischer parasitärer Elemente in einem Layout umgesetzt, führt das zu echten "Punktlandungen" - d.h. die Schaltung verhält sich Meßpunkt für Meßpunkt wie geplant. Die Vollversion kostet übrigens ein Vermögen und bleibt daher für dem Amateur meist unerreichbar. Mit den diversen Demoversionen kann man zwar auch sehr schön prinzipielles Verhalten von Schaltungsdetails erfassen, aber die Einschränkungen spätestens bei einer umfangreichen, kompletten Schaltung sind zum Haare raufen.

Hier also als Erstes eine FFT-Analyse eines 10kHz-Sinussignals, das den AMP schon ordentlich aussteuert, weitere Angaben im Diagramm:
http://www.speaker.energy4tomorrow.com/MOS-AMP 2/FFT1.gif
Man wird kaum je etwas Besseres zu sehen bekommen, jedoch sehr viel Schlechteres ...

Das folgende Diagramm geht ans Eingemachte:
http://www.speaker.energy4tomorrow.com/MOS-AMP 2/FFT2.gif
Ein ziemlich fieses Mischsignal aus einer stark aussteuernden 20kHz-Grund- bzw. einer 400kHz-Oberwelle - dieses Signalgemisch ist im Wortsinn reine Willkür, ich verwende es seit Jahren, da ich festgestellt habe, daß bestimmte intermodulationsanfällige Schaltungen darauf "allergisch" reagieren, also mit zahlreichen Oberschwingungen hoher Amplitude. Das Ergebnis möchte ich an den eigenen Ansprüchen (!) orientiert als "noch gut" einstufen und würde mich daranmachen, das weiter zu perfektionieren (sofern das mit diesem Design möglich ist). Wie das aussehen könnte, dazu komme ich noch (dazu gehören dann auch Betrachtungen über das transiente Verhalten der Schaltung).

Grüße

PS: da hier kürzlich zur Steigerung des Eingangswiderstands Fets vorgeschlagen wurden:
http://www.speaker.energy4tomorrow.com/MOS-AMP 2/Bode1.gif
Wie man sieht, ist die Eingangsimpedanz mehr als ausreichend hoch, die Einschränkungen gehen immer mit der Impedanz eines Tiefpaßfilters einher. Das Unterfangen, den Verstärker von zu hohen Einstrahlfrequenzen resp. gegen Intermodulation zu schützen, in dem man das Tiefpaßfilter vom AMP-Eingang auf einen "hochohmigeren" OP-Eingang verlagert, bleibt sich gleich.

Fleißig, fleißig, Hut ab.

Rauschen Differenzverstärker mehr, wenn sie unsymetrisch betrieben werden? Oder beziehst Du dich damit auf das Verlassen des optimalen Ic von bei Dir V3 ? Der lag glaube ich so bei 1..2mA, dann wären 2,5 nicht optimal, aber noch verschmerzbar.
Slewrate leuchtet ein. Aber ich glaube aus dem Kopf 50..70 V/µs am Ausgang habe ich erreicht. Allerdings wollte ich noch mehr rauskitzeln und das ging dann nicht mehr.


Die FFT gelten für Deine Dimensionierung um T4 herum.
Wie sehen die eigentlich bei meiner Dimensionierung (und Endstufentranisis) aus?
Und simuliere doch bitte einfach mal einen 100 khz Rechteck bei Deiner und meiner Schaltung. Damit kannst Du mich dann endgültig zu Spice bekehren (leider nur geistig, denn wie Du schon selbst schreibst: der Preis und zweitens ist wahrscheinlich das Einarbeiten und das man sich doch sehr intensiv und oft damit beschäftigen muß, um dieses Werkzeug vernünftig benutzen zu können), wenn es dem entspricht was ich gesehen habe.
Mir fällt auf, das Du auf andere FET's in der Endstufe zurückgreifst. Aus welchen Grund? Sind die linearer?

Was hältst Du von Electronic Workbench?

Denn mal Danke - die Simus waren eine sinnvolle Ablenkung während der "berüchtigten" Woche zwischen dem 24.12. und dem 1.1. ...

Mit dem Rauschen meinte ich den zu niedrigen Kollektorstrom von 200uA unter Berücksichtigung der anliegenden Impedanz von um/unter 1k. Natürlich ist das Rauschargument bei einer Gesamtverstärkung bei deiner Schaltung von 17 nicht schlagend, störend ist m.M.n. hauptsächlich die eingeschränkte SR und vor allem die ungünstigere Wirkung bei der Simulation dynamischer IM (wie im Bild "FFT2.gif").

Mit den IRF's kann ich dir nicht dienen, ich habe mich bei der Modellierung anno 2001 auf die hervorragenden Toshibas konzentriert, nachdem ich durch die Millenium-Crescendo auf sie aufmerksam geworden bin und an Hand der (für meine Vorstellungen) hervorragenden Daten mal wieder richtig Lust auf PowerMOS bekommen hatte (ansonsten: Toshibas Multi-Emitter Bipolar ...). Vor allem haben die Teile satte 200V/12A/150W und schöne p/n Übereinstimmung, also sehr Ausbaufähig durch Paralellschaltung für sehr hohe Betriebsspannungen/Leistungen.

Für Letzteres ist natürlich die SR der Schaltung ein wichtiges Kriterium - und damit wären wir schon beim nächsten Schritt angekommen -, mit deinen 50V+V/us liegst du goldrichtig, die Simulation mit einem symmetrischen 125kHz Rechtecksignal und einer Flankensteilheit von 10ns wartet bereits auf dem Server:
http://www.speaker.energy4tomorrow.com/MOS-AMP 2/Transient1.gif
Das dazugehörige Bodediagramm zeigt, wo der Phasendreher liegt:
http://www.speaker.energy4tomorrow.com/MOS-AMP 2/Bode2.gif

Um es aber klar zu sagen: unter normalen Betriebsbedingungen mit Sinussignalen wird der etwas zu knappe Phasenraum kaum Probleme bereiten, für ernsthafte Oszillationen braucht es dann schon "fetterer" Kabel- und Lastkapazitäten als die angegebenen 10nF (und natürlich auch die entsprechenden hochfrequenten Signale, die ungefiltert zum AMP vordringen können).
Wie dem auch sei, dem Streben nach Perfektion - sprich: unbedingter Stabilität auch an extremen Lasten - stellt sich dieses Bild in den Weg, bei allen meiner Schaltungen stelle ich deshalb mit der entsprechenden Frequenzgangkorrektur ("Phasenkompensation") einen Phasenraum von mindestens 110 Grad ein, was sich hernach an perfekt verrundeten Rechtecksignalen ohne Neigung zu hohen Güten zeigt. So auch bei deiner Schaltung geschehen, was dir sicher schon an der herabgesetzten Eckfrequenz des dominierenden Pols sowie der zusätzlichen vergrößerten "lead"-Komponente aufgefallen ist (in meinem Schaltbild sind das die Werte für R8, C8, C9, L1, R25).
Die Schaltung läßt sich jetzt nicht mehr auch durch sehr kritische Drainströme auf Grund stark kapazitiver Belastung durch z.B. CL=200nF aus der Ruhe bringen, wie hier dokumentiert:
http://www.speaker.energy4tomorrow.com/MOS-AMP 2/Transient2.gif
Interessant ist, daß die 18A-peaks durch CL einen Grenzwert darstellen, was darauf zurückzuführen ist, daß die positive Slewrate des nicht aktiven oberen Verstärkerzugs durch die Stromlieferfähigkeit der 40mA-Quelle hier ihre natürliche Einschränkung durch den begrenzten Umladestrom am Hochimpedanzpunkt findet.

Diagramm zur SR-Bestimmung:
http://www.speaker.energy4tomorrow.com/MOS-AMP 2/SR1.gif
Für höhere Leistungen und in Anbetracht der Fähigkeiten der Endstufentransistoren würde mich das allerdings nicht vom Hocker reißen, genau hier setzt übrigens die Einschränkung der Kaskodestufe ein. Durch einen einfachen Umbau läßt sich die interne SR verdoppeln, durch ein anderes Konzept verfünffachen, bei NICHT verschlechterten Werten für THD und IM - was die IM betrifft: im Gegenteil!

Zu diener Frage nach Electronic Workbench: ich hatte vor vielen Jahren eher unernst damit herumgespielt, die neueren Versionen konnte ich jedoch nicht mehr verfolgen, da Pspice und Protel schon zwei Hochzeiten genug waren/sind ...

Grüße

@ an alle potentiellen Nachbauer: Es gibt bei reichelt SA1538 und 2SC3953. Die sind sogar noch etwas schneller als die bisher verwendeten Treiber: 400 statt 300 Mhz und kosten 1,80 und 1,65 €.
Und direkt an den LS Klemmen des Verstärkers ein Boucheroutglied 22Ohm /22 nF anschließen.

@ Zucker: könntest Du bitte T4 in meinen Plan auch als BFR 193 beschriften (Mein Fehler.)?

@ Tillg: Werde den Eingang nach Schaltung C (Instrumentationsverstärker mit LV als 3. Verstärker) bei meinen neuen Projekt machen. Und den OPA 2604 dafür probieren.

Hallo Gegentakt,
nachdem ich jetzt zwei Tage mit Grippe so ziemlich flach lag, will ich mich wieder ausführlich melden.
Hatte ja jetzt genügend Zeit zum Nachdenken über dein Spicemodell. -und ich bin nicht mehr so begeistert wie am Anfang.
http://www.speaker.e...2/mod1Spice(Sch).gif
Es ähnelt meiner Schaltung schon. Aber es weicht auch in genügend vielen Punkten ab, um nicht mehr als 80..90 % mit ihr identisch zu sein. Du verwendestest an zig Stellen andere Transistoren und bei denen, wo zwar der selbe Typ dran steht, bin ich mir nicht sicher, ob Du selber ein Spicemodell ermittelst hast (wer hat schon die 1405/1399 rumzuliegen?) oder das Modell vom Hersteller übernommen hast oder Dir ein eigenes ausgedacht hast, indem Du das des Herstellers deinen Vorstellungen nach abgewandeltest hast, oder ob du überhaupt keines vom Hersteller hattst und es Dir aus Erfahrungswerten selbst ausgedacht hast.
Am deutlichsten dürfte sich hierbei der Ersatz des BFR 193 T5/V15 durch einen 2N2222A auswirken. Der hat anstatt 8000 Mhz nur 300 Mhz ft. Und anstelle typisch h21 100 typ. 300.
Und gerade dieser Transistor war es der entscheidendes bewirkt hat. Auch bei T4/V4 habe ich einen BFR 193 drin, (Ich weiß von mir an zucker falsch gegeben - Da Eigenverschulden meinerseits, ich werde Änderung veranlassen.) Da hast Du einen BF 240 mit min. 150 Mhz drin. Ist auch deutlich weniger als 8 GHz und dürfte zu Simulationsabweichungen führen.
Dann sind da natürlich die von Dir veränderten Widerstände R8 R11 P1 (bei mir R10 R12 P1)
Dann die veränderte Widerstandsbeschaltung im Eingang R1 R3 und stark vergrößerten C 0 in der Gegenkopplung vom Ausgang. (Bei mir R2 R4IIR5 und C17). Das simuliert schon andere Quellwiderstände und natürlich C17 von 1,2 auf 15 pf erhöht. Das ist ja ca. eine verzwölffachung! Und dann noch mal schnell andere Power-Fets eingesetzt. Und dann noch eine Spule am Ausgang und dann andeuten die Schaltung kann so nicht funktionieren, wie ich angegeben habe und das mit dieser nur grob angenäherten Simulation von Dir unterlegen.
Find ich doch nicht ganz so supertoll.
(Der Querstrom durch die Kaskode ist auch um 10% kleiner als bei mir.)

Das folgende Diagramm geht ans Eingemachte: http://www.speaker.energy4tomorrow.com/MOS-AMP2/FFT2.gif 2/FFT2.gif Ein ziemlich fieses Mischsignal aus einer stark aussteuernden 20kHz-Grund- bzw. einer 400kHz-Oberwelle - dieses Signalgemisch ist im Wortsinn reine Willkür,...

:hailGell, ich mag Leute die etwas anders sind !
20/400Khz Und mir reißt man schon den Kopf ab, wenn ich der Meinung bin ein Verstärker soll mindestens 2Hz 200Khz bei -3dB bringen.



Mich haben ja hier Leute schon für halb verrückt erklärt weil ich das Teil mit 100/101 Khz getestete habe. Mache den Test nochmal mit den zwei BFR 193 und möglichst den Rest auch originalgetreu, das heißt auch ohne Spule 0,5µ /2 Ohm am Ausgang. Mal sehen wie er dann ausgeht.
Und wie sieht der normale Test aus: (Zitat scope)Ein "Mischsignal" aus einem 3,2 KHz Rechtecksignal, dass im Amplitudenverhältnis 4:1 mit einem 15 KHz Sinus moduliert wird. Da sind dann 0,01% an Mischprodukten schon ziemlich "ordentlich". (Der Rechteck wird mit 100kHz (-3dB) RC-Filter flankenbedämpft.)



Zur Info: ich habe direkt an den LS Klemmen des Verstärkers ein Boucheroutglied 22Ohm /22 nF dran. Das brachte nach 15 cm Verkabelung im Verstärker deutlicher was, als direkt auf der Verstärkerplatine.
Und konzipiert sind die Teile von Anfang an als Monoendstufen deshalb auch nicht für riesenkapazitive Lasten wie die durch 10?/30? Meter LS-Kabel entstehen. Aber ist okay kann man mal testen. Bloß erstaulich schlecht das Ergebnis/wegen der Transistoren 2N2222 ?
Andererseits quälst Du Verstärker ja wirklich. (Ist aber okay, habe nichts dagegen)125 Khz Rechteck an 200nF parallel 4 Ohm sind bei der Grundwelle nochmal ~6,4 Ohm; bei der dritten Oberwelle (Da gibt es gern Mißverständnisse- Du weißt was ich meine.)2,11 Ohm; fünfte Oberwelle 1,273 Ohm.
Da es sich hierbei um eine komplexe Last handelt, bist Du sicher in der Lage sie auf die Schnelle zu berechnen und mal den exakten Gesamtlastwert hier zu vermelden.





Zitat: Diagramm zur SR-Bestimmung:
http://www.speaker.energy4tomorrow.com/MOS-AMP 2/SR1.gif
Für höhere Leistungen und in Anbetracht der Fähigkeiten der Endstufentransistoren würde mich das allerdings nicht vom Hocker reißen, genau hier setzt übrigens die Einschränkung der Kaskodestufe ein. Durch einen einfachen Umbau läßt sich die interne SR verdoppeln, durch ein anderes Konzept verfünffachen, bei NICHT verschlechterten Werten für THD und IM - was die IM betrifft: im Gegenteil! Zitatende

Damit machst Du mich neugierig. Meinst Du den von dir angedeuteten Stromspiegel als Last für den Eingangsdifferenzverstärker ? So einfach wird es doch wohl nicht sein ?


Elektronicworkbench verschimmelt etwas auf meinen Zweit-PC
Mich nervt da immer, das unerklärliche rumspringen der Leitungen, die dann plötzlich irgenwo durchliegen, wo man sie gar nicht lang verlegt hat. Und das ist der Übersicht dann sehr abträglich. Aber war da nicht auch Spice Simulation dabei ? Muß ich mal demnächst nachsehen.

Hallo,
ist

@ Zucker: könntest Du bitte T4 in meinen Plan auch als BFR 193 beschriften (Mein Fehler.)?

passiert.

Danke!

Hallo,

Es gibt bei reichelt SA1538 und 2SC3953.

Weisst du zufällig "was" die einem für diesen Preis schicken?? Oiginal? guter Nachbau ? fakes?

Habe letzte Woche für die Rep. eines alten Spektrumanalyzers verschiedene Motorola Transistoren bestellt....Kein einziges Original dabei...aber er funktioniert auch mit den Nachbauten...naja...

Ich habe die letztens bestellt, ich wollte mich morgen wenigstens den halben Tag auf Arbeit schleppen. Wenn das geht schau ich dort nach und beschreibe sie Dir.

Reparatur eines Spektrumanalyzers ? Was geht da so kaputt?

Hallo,

Reparatur eines Spektrumanalyzers ? Was geht da so kaputt?

Habe vor 14 Tagen einen "Posten" "neue" alte Messgeräte bekommen. Darunter war auch ein Nicolet 660 FFT Analyzer
(Baugleich mit dem Dinosaurier "Rockland 660"
Defekt war die Vertikalablenkung und das Hochspannungsnetzteil.

Wenn ich ehrlich bin, dann hätte ich bei dieser Kiste auch keinen Bock gehabt, andere Fehler zu suchen...Es sind über 1000 TTL chips verbaut. (kein übler Scherz!) Baujahr 78 und in Fädeltechnik !!! uff....der kostere damals wohl mehr als ein Eigenheim ...und jetzt...nix mehr.

Aber: Das Ding funktioniert, und hat immerhin 70 dB (oder waren´s gar 80??) Dynamikumfang, sowie eine Bandbreite von irgendwo unter 10 Hz bis 100 KHz, was es auch für (einfache) Audioanwendungen interessant macht (wenn man denn nichts anderes hat)...Naja...Ein Dinosaurier eben.
War halt "mit dabei" und entsprechend billig. Was ich damit will??? Hmm...weiss ich eigentlich nicht genau...Sammelleidenschaft vielleicht

Und weil Bilder im Forum immer eine nette Abwechslung sind (meine ich zumindest): So sieht so ein Opa aus.


Die "kleine" Platine oben auf dem Gerät ist die defekte "vertical defl. unit"



Viele..viele Tasten, deren Funktion mir längst nicht alle bekannt sind (und auch nie werden):D


Das war afair ein Rechtecksignal...In Natura ist die Röhre etwas schärfer...Wirklich hell ist die aber nicht mehr
http://img178.exs.cx/img178/8870/fft34he.jpg

Hallo Ultraschall,
schön, daß du die Viren besiegt hast. Dieses Jahr war ich bewußt und konsequent zu viel draußen, als daß es mich hätte erwischen können (oder einfach nur Glück gehabt) ...

Ich sehe, so langsam fängst du über meine Beiträge an nachzudenken. Auch wenn die Resultate deiner Überlegungen betreffs Pspice zunächst dahin gehen, wie ich es eigentlich fast schon erwartet hatte: Man muß natürlich geradezu etwas anzweifeln, was man nicht kennt, dessen Hintergründe man nicht vollständig nachvollziehen kann. Zu den Halbleitermodellen hatte ich dir aus gutem Grund bereits im Vorfeld folgendes geschrieben, Eigenzitat:

"...eine der wesentlichsten Voraussetzungen sind vor allem genaue Halbleitermodelle, die es leider, leider kaum zu kaufen gibt. Was hier an Schrott auf den Seiten der Hersteller zum Download bereitsteht, ist manchmal völlig abwegig, so daß die Modelle selbst anfertigt werden müssen. Und das ist ein echtes Unterfangen, wenn man sich schon einmal mit der Erfassung der Messwerte befaßt hat. Sind die Modelle jedoch präzise bzw. ist die Einbindung frequenzkritischer parasitärer Elemente in einem Layout umgesetzt, führt das zu echten "Punktlandungen" - d.h. die Schaltung verhält sich Meßpunkt für Meßpunkt wie geplant."

Mit anderen Worten: die angegebenen Hitachi- und Sanyo "High-definition" Videotransistoren sind mir erstens nicht erst seit Kurzem bekannt, die Teile existieren ja bereits seit geraumer Zeit, u.a. im Datenbuch anno 1990 aufgeführt und von mir auch etwa seit dieser Zeit in Verwendung bzw. gemessen und modelliert. Zweitens, wie schon gesagt: die Modelle sind nicht verfügbar und mußten alle selbst hergestellt werden.
Ich werde mich an dieser Stelle jedoch nicht über meine Fähigkeiten und Möglichkeiten, diese Modelle herzuleiten, rechtfertigen. Du kannst davon ausgehen, daß die Modelle korrekt sind. Wenn du in Erwägung ziehst, der Sache nun permanent skeptisch gegenüberzustehen, so kann ich dir einen simplen Vorschlag machen: Ich hatte ja schon geschrieben, daß ich hier gern noch ein paar Weiterentwicklungen präsentieren möchte, sofern das interessiert, die z.T. weit über die Fähigkeiten deiner Schaltung hinausgehen. Das Lustige dabei: es handelt sich immer wieder um die gleichen Transistoren. Nur das Schaltungskonzept ist ein anderes. Dazu reichen sogar "schlechtere" Transistoren. Du darfst dann gerne Bauen und vergleichen!

Aber bleiben wir doch bei den Transistoreigenschaften und versuchen wir mal einzuschätzen, was wichtiger ist: Mit Beflissenheit Datenbücher wälzen, um ja die geilsten Gigahertz-Transen ausfindig zu machen oder zu verstehen, daß vielleicht eine äußerst geringe und bezogen auf UCE möglichst flach verlaufende Rückwirkungskapazität (Stichwort: Millersches Theorem) und eine zum jeweiligen Kollektorruhestrom/Betriebsfrequenz günstig (sprich: hoch) liegende) Stromverstärkung gepaart mit dem passenden Schaltungskonzept (im Eingeständnis der realistischen Erwartung einer möglichen Audio-Bandbreite, die tausend Mal geringer liegt, als die Transitfrequenz eines UHF-Transistors) vielleicht doch die insgesamt günstigeren Eigenschaften aufweist? Mit BF 240/2N2222A irrst du schon mal gewaltig: mit 0.4pF C12e/260ß/600MHz ft bei 2mA I,C bzw. 6pF C12e/200ß/400MHz ft bei 40mA I,C erreichen die "Oldtimer" sehr geeignete Werte - Oldies but Goldies, wenn man genauer hinschaut. Die 8(!) GHz ft des BFR 193 sind in dieser Schaltung m.M.n. ein Witz! - sorry. Ich habe mir auf alldatasheet.com spaßeshalber das "Gunnel-Poon Model, Berkley-SPICE 2G.6 Syntax" heruntergeladen und exakt mit den Infineon-Vorgaben simuliert. Der olle BF war kein Deut schlechter! Er hatte nämlich im interessierenden Frequenzbereich (!) ein ähnliches Beta, auch von der Rückwirkungskapazität (Polstelle!) konnte er mit dem Mikrowellenkollegen einwandfrei mithalten. Wenn man ihn nur so kurz als möglich einlötet. Und der 2N zeigte sich mit 40mA von einer unerwartet leistungsfähigen Seite, was die Funktionskurven für ß und ft angeht. Was glaubst du, wieviel vergleichbare Transistoren sich in dem von mir genutzten Spice befinden? Genug jedenfalls, um dir zu versichern, daß da noch ganz andere Teile so laufen, als gäbe es so gut wie keinen Parameterunterschied. Die Schaltung und deren Verdrahtung machts! (wenn die Transen ein gewisses Niveau nicht unterschreiten, versteht sich)
Das jetzt nur als kurzes exemplarisches Statement zum Thema Transistordaten.

Was regst du dich denn so künstlich über die von mir vorgenommenen Werteänderungen auf? Habe ich nicht - als Beispiel - den Unterschied zwischen den 1,5pF und den 15pF jeweils dokumentiert und somit sichtbar begründet, zu welchem Nutzen die höhere Feedbackkapazität angepaßt wurde (Stichwort: Stabilität)? Wirklich nicht gerade "supertoll" finde ICH daher Tatsache, daß du offensichtlich meine Beiträge bis jetzt entweder ignoriert, halbherzig überflogen oder überhaupt nicht zur Kenntnis genommen hast. Oder kommst du mit den Bode- und Transientendiagrammen nicht klar? Ich hatte bereits in aller Ausführlichkeit darauf hingewiesen, daß mich die Frequenzgangkorrektur-Beschaltung deiner Version hinsichtlich meiner Vorstellungen von Stabilität nicht überzeugt und die entsprechenden Änderungen (im Bode-Diagramm, der Slewratefunktion etc.) dokumentiert. Dazu gehört auch die "Spule" - genau genommen ist es ja ein sehr wirksames Dämfungsglied aus Induktivität und Widerstand und greift bei dieser Dimensionierung erst bei unüblich hoher Frequenz ins Geschehen. Hast du dir eigentlich klargemacht, was ein Wert von 0,5uH bedeutet? Anscheinend nicht - 0.5uH sind ungefähr vergleichbar mit einem halben Meter ausgestrecktem Draht zwischen dem Gegenkopplungsknoten und der (kapazitiven) Last. Das Bucherotglied wurde damit übrigens entbehrlich (zumal die Notwendigkeit dieser RC-Schaltung immer ein Indiz einer fehlerhaften Impedanzanpassung ist).

Die Kaskode hat 10% weniger Ruhestrom? Du meine Güte! Soll ich nachträglich 20% drauflegen und dir zeigen, daß hier der Quellenstrom des Differenzverstärkers bzw. die Begrenzung seiner Quelle hier das Maß der Dinge ist und nicht etwa ein bißchen mehr Kaskoderuhestrom oder die Eigenschaften der Transistoren? Daß hier sogar 30% weniger Ruhestrom fast das Doppelte an Steiggeschwindigkeit einbringen, wenn die Schaltung statt auf "Standart" auf "Abgefahren" läuft? Du stehst doch auf Extreme, oder? Ich muß echt lachen, sorry!

Was die Mosfets anlangt: hättest du etwas mehr Ahnung von der Materie, wäre dir aufgegangen, daß die Toshibas die Eigenschaften der Schaltung in jeder Beziehung nur begünstigen. Im Übrigen sind sich moderne Mosfets in den für dynamisches Verhalten simulationsrelevanten Daten Vorwärtssteilheit und Gatespannungs-Drainstromlinearität weitgehend ähnlich. Daß die Toshibas den IRFs jedoch leistungsmäßig den Rang ablaufen, scheint dir noch nicht aufgefallen zu sein (die Datenblätter zum Vergleich gibt es auch auf alldatasheet.com).

Ein Letztes: Ich habe nirgendwo "angedeutet", daß deine Schaltung "so nicht funktionieren kann" - wenn das jetzt in diesem etwas infantilen Stil so weitergeht, finde ich das albern und nicht diskutabel und klinke mich gern wieder aus.


Hier übrigens nachträglich noch das Ergebnis der nun in alle Belangen extrem stabilen Schaltung:
http://www.speaker.energy4tomorrow.com/MOS-AMP 2/Bode3.gif
Die Schaltung hat also (mit einem minimal begrenzenden Eingangstiefpaß) eine Bandbreite von 743kHz ohne und 515kHz mit Ausgangsdämpfungsglied. Für Audiozwecke für die angegebenen Betriebsspannungen (mit einer leider einschränkenden SR von 70V/us zuungunsten einer weiteren Leistungsaufstockung) wohl mehr als ausreichend, oder? Es ist überhaupt kein Problem, das Ding auf 1,5MHz aufzublasen, was dann aus der Phasenreserve übrigbleibt, kannst du aus den Bodediagramm ablesen ...

Nochmal: mit den gleichen Eiern fliegste viel höher - die Schaltung machts! *lach*

Zitat: "Da es sich hierbei um eine komplexe Last handelt, bist Du sicher in der Lage sie auf die Schnelle zu berechnen und mal den exakten Gesamtlastwert hier zu vermelden."
Hey: bla, bla, bla! Sag mal, bist du blond oder was? *schräglach*
Wozu stelle ich eigentlich die Diagramme rein? Mach doch einfach mal die Glotzbebbel auf (so heißt das bei uns im Badischen) und schau dir die gelbe (!!) Stromkurve der Lastkapazität an (ich kann dir auch gerne die phasenverschobenen Ströme von Spule, Kondensator und ohmschen Lastwiderstand im Einzelnen, vektoriell addiert oder als Integral der Transistorverlustleistung über der Zeit und ... und ... als Kurven zeigen). Ende im Gelände.

Ich schrieb: "Für höhere Leistungen und in Anbetracht der Fähigkeiten der Endstufentransistoren würde mich das allerdings nicht vom Hocker reißen, genau hier setzt übrigens die Einschränkung der Kaskodestufe ein. Durch einen einfachen Umbau läßt sich die interne SR verdoppeln, durch ein anderes Konzept verfünffachen, bei NICHT verschlechterten Werten für THD und IM - was die IM betrifft: im Gegenteil!"

Zitat: "Damit machst Du mich neugierig. Meinst Du den von dir angedeuteten Stromspiegel als Last für den Eingangsdifferenzverstärker ? So einfach wird es doch wohl nicht sein ?"

Nö, so einfach isses nu wirklich net. Das Stromspiegelei erbringt erstmal "nur" deutlich mehr Open-Loop bei guter Linearität und als netten Nebeneffekt auch eine gewisse Ruhestromstabilität (der AMP könnte damit mit einer Drift von simulierten ca.3mV/°C des gesamten Spannungsverstärkers "notfalls" auch ohne Offsetregler laufen). Wenn ich von der "Einschränkung der Kaskodestufe" schreibe, meine ich die in deiner Schaltung bis jetzt vorhandene Kaskodestufe und es sieht fast so aus, als würde das bedeuten, daß sie durch geeignetere Strukturen ersetzt werden könnte, oder? (wie schon ich schon geschrieben hatte ...)

Grüße

Mann geht hier ein rauher Wind!

Hi...

Mann weht hier ein rauher Wind!

...und über was für´n "Zeug" man sich streitet!!...Naja...Jedem "seinen" Streit

Ein Glück, das ich noch meinen Grippeschal umhab.

Das mit den Mosfets habe ich schon nicht für unmöglich gehalten(Das die besser sind, die Datenbläter habe ich mr gestern auch runter geladen.) Aber mir fiel z.B. auf, das die eine typ. Sättigungsspannung von 2,5 Volt und geringere Steilheit, aber dafür kleinere Kapazitäten haben [Was überwiegt jetzt positiv-wie soll ich das einschätzen?], können ja trotzdem außerdem linearer sein, und somit für Audio besser geeignet sein.
(Mir wären trotzdem die billigeren IRFP lieber.)


Mit den Daten für den 2N2222- wo ich geguckt habe, stand 300 Mhz. Aber ich denke Du hast recht, Du scheinst Dich wirklich gut auszukennen.

Das einzige, was ich heute zur Verbesserung der Steilheit der Kaskodeschaltung gefunden habe, waren Emitterfolger vor und hinter der Kaskodestufe.

Ohne Kaskode ?
Bleibt ja nur der Transistor in Emitterschaltung ?
Oder Die Basisschaltung selbst ?(Aber dann habe ich ja fast wieder eine Kaskode also kann es das dann wohl doch nicht sein.)

(Oder habe ich was verpasst an neuen Schaltungen? Ich mache das ja nebenbei als Hobby und nicht wie Du anscheinend zumindestens mit Spice beruflich. Gut Deine Spicemodelle werden wohl korrekt sein. )

(Und den BFR habe ich nicht an 2cm langen Leiterbahnen an den Rest der Schaltung angekoppelt, sondern vielleicht an max. 2..3mm langen.)



@scope:
Habe mir die SA1538 und 2SC3953 heute näher angesehen.
Scheinen lt. Datenblattbild Sanyo original zu sein. Ärgerlich ist nur, das die SC Stromverstärkungsgruppe D haben (lagen bei 75..90) und die SA Stromverstärkungsgruppe E haben (gemesen 125...135 - was auch lt. Datenblatt stimmt).
Ansonsten sind die Anschlußbeine um 2,5 mm gebogen, bei beiden Typen. Das heißt, das das Kollektorloch dann 2,5 mm von der BE Linie weg ist- oder Flachzange nehmen und zurückbiegen.

Ansonsten zum Analyzer- Oh mein Gott ! ( über 1000 TTL-IC)
Und was für Geräte sind das alles im Hintergrund ? Ist das im Bastelkeller bei Dir zu Hause oder auf Arbeit oder wo ?

Habe mir gerade bei www.Elbeteam.de (mal eine heimische Firma unterstützen, statt Amazon) das Buch PSPICE für 29,90 € bestellt ( http://www.spicelab.de/index.htm ).
Werde mich also weiterbilden.
Aber von wo bekomme ich dann die stimmenden Spicedaten her ?
Bzw. wie/woran kann ich unrealistische Herstellerdaten erkennen ?

Hallo ihr tapferen Streiter,

Nach wie vor gilt doch: Wirklich brauchbare Ergebnisse liefert nur die Praxis, während Simulationsprogramme sich immer auf dem schmalen Grad zwischen sinnloser Spielerei und stets nur bedingt verwertbaren Ergebnissen befinden.

Ich würde nie so weit gehen zu behaupten, ein Hifi-Verstärker werde durch den Austausch einiger Transistoren "besser", nur weil irgendein ( egal wie aufwändiges ) Simulationsprogramm zu diesem "Ergebnis" kommt.

Es gibt noch andere Simulationsprogramme, z.B. von Linear Technology das SwitcherCAD, Freeware, recht einfach zu bedienen und manchmal deutlich stabiler als PSpice. Dort "passen" auch die Spice-Modelle, allerdings ist der mitgelieferte Umfang recht klein.
Gruß, Timo

Hallo,

Und was für Geräte sind das alles im Hintergrund ? Ist das im Bastelkeller bei Dir zu Hause oder auf Arbeit oder wo ?

Das ist in meinem Keller....Da steht alles Mögliche und auch Unmögliche rum....Wenn jemand hier mal was messtechnisches sucht, kann er mir ja mal ne mail schicken. Kann gelegentlich diverse (gängige) Sachen besorgen, die eigentlich immer deutlich unter den üblichen Preisen von "Singer und Rosenkranz & CO" liegen.

@ Timo:
Danke für den Tip, habe mir gerade SwitcherCAD heruntergeladen. Da das Buch mit PSpice schon unterwegs ist, werde ich dann mal von meinen ersten Eindrücken berichten und vergleichen (soweit mir das als Anfänger auf diesen Gebiet möglich ist).
Wenn SwitcherCAD besser ist, nutze ich die mitgelieferte europäische Bauteilbibliothek des Buches dann eben in Verbindung mit SwitcherCAD.

Hi Lothar,
wieder auferstanden?
Guckst Du hier:
http://www.ibtk.de/p...02_simuschematic.gif
http://www.ibtk.de/p...tor_002_simudata.gif
Die Geschichte hab ich natürlich auch als SWCad-Files, willste (->PN)? Da kannst Du erstmal ein wenig herumprobieren, kennenlernen und dann erweitern/modifizieren. Wie man Modelle bastelt, weiß ja Gegentakt sehr gut, den Mann sollten wir uns warmhalten.
Besser/schlechter - streckenweise sicher Geschmackssache. OrcadSpice ist in der "Freewareversion" auf 64 Knoten limitiert, SWCad nicht. SWCad scheint gerade bei schaltenden Designs (SMPS, classD...) deutlich robuster und schneller, PSpice läßt sich womöglich etwas intuitiver bedienen, kann aber bei mir auch Gewohnheit (gewesen) sein. Jetzt nutze ich jedenfalls nur noch SWCad.
Gruß, Timo

Hallo Timo,

habe mir das LT-Simulationsprogramm vor ca. 4 Wochen heruntergeladen. Es ist tatsächlich auch genauer und "ruhiger" als z.B. Multisim8 ( kostet immerhin etwa 1700€! ).

Ich optimiere meine Schaltungen aber nach wie vor lieber in der Praxis. Das kostet vielleicht etwas mehr, erzeugt aber in der Anfangsphase deutlich mehr lustige Rauchwölkchen, und wenn es sich dann ausgeraucht hat, kann sich das Ergebnis in der Regel besser hören lassen, als was bei der Optimierung durch Simulation herausgekommen wäre.

Damit will ich den Nutzen von Simulationen nicht allgemein herunterspielen, man sollte aber auch nicht zuviel Zeit mit den Dingern "verspielen" - solange der Lötkolben kalt bleibt, geht die Arbeit nicht weiter!

Bin schon ganz schön gespannt auf Deinen Plan, evtl. ein Foto und natürlich auf Deinen Meß- und Höreindruck!
Aber Recht hast Du natürlich, auch das Forum nagt momentan zu sehr an meinem Zeitkontingent. Ich lass mich wohl zu leicht ablenken?

Hi - Ein PSpice-Buch für knapp 30Euronen - ah, darf man fragen, welches? Mittlerweile gibts ja dies und das, um den Einstieg zu proben, schätzungsweise liegt auch diesem Schriftwerk eine von OrCad freigegebene, quasi Semifreeware Demoversion "DesignLab Evaluation 8.0" bei. Denn mal viel Spaß mit der Installation. Auch wenn es schwer fallen wird: schlag' nicht den Rechner! Löse z.B. auch dein Gebiß zwischenzeitlich von der Tastatur, denn nach dem 1000-sten "Das gibts doch nicht, verdammt nochmal!" könnte DAS den nächsten Installationsschritt in Bewegung setzen und nicht eins der unzähligen ominösen enabled/disabled Häkchen.
Ich will dich nicht entmutigen! Schau selbst ...

1. Tipp: besorg dir einen seperaten Rechner, nix Gagahertz Multimedia! - PSpice und Pentium 166MHz MMX/Duron K6 3D-Now! höchstens - scheinen den kleinsten gemeinsamen Nenner gegenseitiger Akzeptanz zu bilden
2. Windows 95 und sonst nüscht! - ehrlich ... (Alternative: separate Partition mit WIN95, ist aber mit Vorsicht zu genießen (Hardwaretreiber, Speicherverwaltung etc.)
Das von mir in den Nachtstunden genutzte Spice läuft seit 8 Jahren auf einem o.g. MMX-Rechner, obschon in einem Institut stehend, gibt es keine Netzwerkanbindung damit - die User sind sehr zufrieden, wenn das Programm nur LÄUFT!

Bis du dann soweit bist, bis erstmals solche Fragen wie

"Aber von wo bekomme ich dann die stimmenden Spicedaten her ?
Bzw. wie/woran kann ich unrealistische Herstellerdaten erkennen ?"

zur Debatte stehen, wird ein gutes Weilchen vergehen, bevor du selbst über diese Fragen (vielleicht) etwas verbittert grinsen wirst - öhm ..., ich hatte ja geschrieben, daß man sie sich selber machen muß. Und bis man mit dem genickbrechenden 3kg Originalhandbuch - das es nur mit ROM und Döngelchen für 10.000 harte $ gibt, es sei denn, man hält sich einen Gönner warm - soweit ist, die Herstellerdateien einzubinden, kann man von Glück reden, wenn man die Demoversion zwischenzeitlich durch was Gepatchtes (Achtung illegal! - ich schreibe nur von was wäre wenn!) ersetzen konnte. Die Demoversion läßt maximal 50 Bauteile zu, davon nur 10 Transistoren. Ami-Transen. Und was für welche. Wenn man Glück hat, bindet der Autor gnädiger Weise ein paar BC's und BD's aus der "Europäischen Bauteilebibliothek" ein - also nix mit Sahneschnittchen a la "High-Definition" und acht Gigahertz GBW-Product. Bis man die selbst modellieren oder einbinden kann ... - darüber gibts Geschichten zu erzählen! Einem Transen im Labor mit allerlei High-Tech Parameter-entlockend auf den Leib zu rücken, um dann das Modell Schritt für Schritt seinen Erregungen anzupassen (die Transientensimu muß dann auf dem Monitor genau so zucken, wie auf der Leuchtröhre des Oskars oder des Spektrumananyzers) - DAS ist das Traumziel eines jeden Spiceianers, dazu gehört auch, die veröffentlichten Gunnel-Poon- (u.a.) Modelle zu vereffizieren und anzupassen. Übrigens hatte ich ja erwähnt, daß von "deinem" Infinion-BFR ein glaubwürdiges Modell direkt zur Parametereingabe verfügbar ist.
Wenn man ehrgeizig genug ist, über die Gerätschaften verfügt, und den Demoknebel zerschlagen hat, schafft man gut mit PSpice. Man kennt seine Macken über die jahre und weiß sie zu umschiffen. Übrigens kursieren die wildesten Gerüchte über riesige Bauteilebibliotheken, gratis downzuladen, abgelegt auf Russischen Servern. Anbei selbstverständlich die Vollversion des Programms.
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Zum MOS-AMP,

zu den Mosfets: klar, mir wären billige IRF's von International Rektalfeuer auch genehm, aber bitte, was soll ich denn mit einer U,DS von maximal 100V anfangen? - das ist mir viel zu unsicher, vom fehlenden Spannungs-"headroom" gar nicht zu reden. O.k., vielleicht 2 oder 3 vom Typ IRF9640/640 parallel schalten, die haben wie die Toshiba's 200V. Aber ehrlich gesagt, wenn ich mich einmal im Jahr am neuesten Überflieger eh schon verausgabe, dann sollte es an den paar Euronen für die Ventile nicht klammen ... ehm klemmen.

Was ich mal fragen wollte: wieviel Ruhestrom gönnst du deinen Mosfets?
Ich bin mittlerweile von Verfeinerung zu Verfeinerung von 150mA auf 50mA (herunter-) gekommen (ich kann es nicht haben, wenn Geräte sinnfrei Energie verpulvern)

Zum 2N2222A: oberflächlich "geguckt", liest sich das immer zu "300MHZ typ." für die ft, schaut man jedoch genauer auf die HFE(I,C), die ft(I,C) und die ts+tf, fd+tr(I,C) bzw. die Kurven für die Rückwirkungskapazität, stellt man schnell fest, daß bei dem hier vorliegenden Kollektorruhestrom von >40mA die Werte des 2N2222A wirklich sehr gut sind - außerdem ist das Ding noch in einem wunderbar altmodischen, verkapselten T0-18 Metallgehäuse, nichts desto Trotz besser als alles Plastikzeuchs, preiswert und überall zu bekommen.
Den BF 240 ersetze ich ab und an durch den 2SC3504, da der mehr Spannung aushält, bei umsichtiger Dimensionierung verbleibt der "Oldie" aber auch gerne in der Schaltung.

Das einzige, was ich heute zur Verbesserung der Steilheit der Kaskodeschaltung gefunden habe, waren Emitterfolger vor und hinter der Kaskodestufe. Ohne Kaskode ? Bleibt ja nur der Transistor in Emitterschaltung ? Oder Die Basisschaltung selbst ?(Aber dann habe ich ja fast wieder eine Kaskode also kann es das dann wohl doch nicht sein.)

Hmmm ...
Den eigentlichen Stich hast du noch nicht gemacht: wenn es nicht die Grundschaltungen sind, so kann es sich ja nur um eine Verbundschaltung handeln - so wie die Kaskode auch. Die Frage ist eben, welche zwei Grundschaltungen zeugen da einen neuen Supertransen ...? (der übrigens ganz nebenbei ohne das Polsplitting zu bemühen, eine/die SR-erhöhende dominante Polstelle zur Phasen/Frequenzgangkorrektur realisiert)

Heiß?
Die Katze fühlt sich noch ganz wohl im Sack. Als nächstes dann direkt zu verifizierende Diagramme von der neuen Schaltung im Vergleich zur deiner MOS-AMP 2-Schaltung.

Gruß

PS:

(Und den BFR habe ich nicht an 2cm langen Leiterbahnen an den Rest der Schaltung angekoppelt, sondern vielleicht an max. 2..3mm langen.)

Hmmm ... - hatte da (schon wieder) jemand was behauptet?

Der Buchinhaltlink (http://www.spicelab.de/index.htm)stand doch schon in dem ersten Beitrag drin, denn mal anklicken.
Ja, die Einschränkung mit 50/10 war mir bekannt. Aber zum reinriechen war das Verhältniss aus Preis/Leistung dann doch ganz okay. Und ein deutsches Anleitungsbuch hilft bei den ersten Schritten doch auch, bzw. macht diese dann zumindest schneller. Und eine europäische Bibliothek soll ja auch dabei sein.
Ansonsten habe ich, wenn es eklig mit der Installation werden sollte, einen Sohn knapp unter 16 (endlich die ersten Früchte der Erziehung ernten)- der macht das schon. Vor einen Jahr war er noch nicht so gut, aber inzwischen ist das sein Kompetenzgebiet und es ist wirklich erstaunlich, was der da so drauf hat.

Zu den Fets und da ich garnicht mal unbedingt die Riesenleistung will. Ich finde 100..150 Watt Sinus für Heimgebrauch mehr als ausreichend, weil ich mir einfach nicht mein Gehör schädigen will, reichen mir die 100 Volt Typen für z.B. +-40 V Endstufenspeisung. Und sonst bringt das Parallelschalten auch den Vorteil der Parallelschaltung der Wärmewiderstände und wie ich bisher so sehe, sind die Kapazitäten meist so ca. der max. Stromstärke proportional, so daß es eigentlich relativ egal scheint einen 20 A Fet oder zwei 10 A Typen zu nutzen, außer die bessere Wärmeableitung bei zwei Gehäusen. Na gut die Leiterplatte wird ekliger, weil man die Drains mit dicken Leiterzügen koppeln muß.
Na gut, an den paar € mehr scheitert es auch nicht. Aber der Kühlkörper muß ja dann schon wieder größer werden. Und wie gesagt die typ./ max. Sättigungsspannung (2,5/5 V) der Japanfets stört mich noch ein bißchen. Ist doch auch verschenkte Leistung aus dem Netzteil. Es gibt eben kein Ding, wo alle Seiten gut sind.


Ruhestrom ? Wie hoch war der ? Dumpf 50 oder 100 mA. Mehr auf keinen Fall. Ich tendiere eher zu 50. Muß mal suchen, ob ich das irgendwo aufgeschrieben habe.


Na, dann lass mal nachts die Katze im Sack, in deinen Rechner toben.

Ach, pardon, du hattest einen link gesetzt ... (ich lebe tagsüber ohne Chance auf HSDSL etc. in einer Art Walachei - mit eingeschneitem 56k-Modem, links meidend ...)

Robert Heinemann ... Jo, mit der 1.Auflage hatte ich damals geübt, zusammen mit "PSpice für Einsteiger" von Andreas Bursian (Franzis). Damit kann man was anfangen. Kurz darauf hatte ich mir von "Softwaredidaktik" (Heinemann) ein Diskettchen mit Modellen und Anleitungsbuch gekauft - mir kommen heute noch die Tränen ...

Mach' du, was du für richtig hältst, aber Tipp 3 möchte ich dir nicht vorenthalten:
Mit "Installation" meinte ich nicht das Anklemmen in der Registry, damit gibt es keinerlei Probleme. Während und nach der Installation müssen jedoch zahlreiche Entscheidungen getroffen werden, der Weg zur ersten lauffähigen Simulation ist bereits hier mit dermaßen viel Unbill gepflastert, du wirst es noch erleben. Insofern: von Anfang an alles selbst in die Hand nehmen - es lohnt sich nicht nur, es geht gar nicht anders.


Wg. Mosfets:
Ich halte auch nichts von "Riesenleistung", wie ich das schon geschrieben hatte, Betriebssicherheit ist aber ein Thema: selbst bei +/- 35Volt Betriebsspannung stehen am 100Volt-Mosfet damit bei vollem slew 70Volt an, induktive Lastspikes nicht mit eingerechnet. So ein knapper Überstand ist mir deutlich zu wenig, 150Volt U,DS möcht' schon sein.
Wegen der "verschenkten Leistung" aus dem Netzteil: die jeweils etwas höhere U,G liefern so oder so die Hilfsnetzteile, da beißt die Maus kein Faden ab (5mA mehr Ruhestrom im Hauptnetzteil schlagen deutlich höher zu Buche).

Hast du die IRF9640/640 schon mal in Augenschein genommen/verbaut? Die gefallen mir eigentlich sehr, auch wenn sie einerseits nur im Popelgehäuse daherkommen. Ich schätze aber mal, preislich gehen andererseits selbst 3 Stck.|| noch in Ordnung. Hast du ev. einen Lieferanten mit günstigen Konditionen für die beiden Typenzu empfehlen? (aber bitte nicht von REICHELT!!! - Sackratten hole ich mir, wenn schon, lieber in der Südsee ... )

Wie steht es eigentlich mit der Paarung von n-Kanal Typen höherer Spannung mit p-Kanal Typen niedrigerer Spannung, aber besser übereinstimmender Kennlinien und Werte für R,DS-ON, I,D etc.?
Ich muß gestehen ,daß ich Toshiba-Ringemitter-Bipolar protegiere, daran wird sich trotz gelegentlicher MOS-AMPs nichts ändern. Ich hatte vor ein paar Monaten eine Schachtel voll betagter, aber neuwertiger jener legendären Hitachis angeboten bekommen (was für schöne, fette Kupfer-T03-Gehäuse!), ich denke, ich werde zugreifen, soo veraltet sind die selbst unter heutigen Gesichtspunkten nicht. Außerdem habe ich hier eine fünfte und sechste Schaltung im Rechner laufen, die ich unbedingt realisieren möchte (wenn ich nur die Zeit dafür hätte, seufz ...), der ist es völlig Wurscht, was für Daten die Mosfets haben.

Grüße

Orcad wurde bekanntermaßen von Allergo (oder doch Allegro?) geschluckt. Vor ein paar Tagen kam die Nachricht, daß jeglicher Support für Orcad eingestellt und das Produkt nicht mehr weiterentwickelt werde, wie wir das schon vermuteten.
Gegentakt, bitte hau mich jetzt nicht, dies rührt aus meinen Erfahrungen:
Lothar, überleg Dir die Entscheidung Orcad/SwitcherCad nochmal, Letzteres ist ebenfalls deutlich netter zu Windows, die Installation geht quasi von allein, Updates kommen, wenn gewünscht, automatisch aller paar Monate und und und.
Orcad: daß ich bei meiner ersten Installation des Orcad-PSpice die Modellbibliotheken auch installieren ließ, war ein Riesenfehler. Ab sofort stolperte jegliche Dateioperation an diesen Verzeichnissen ob der unglaublichen Anzahl der Dateien und Verzeichnisse, sei es Explorer, Windows Commander oder nur ein Virenscanner. Wobei stolpern eigentlich nicht der richtige Ausdruck ist, es dauerte eben bloß ewig, wenn man dort versehentlich vorbeikam.
Gruß, Timo

Hi Timo, ...
ja, schau nur, daß du Lothar noch rechzeitig von seinem Vorhaben abbringst, sonst sind die Würfel gefallen.

So wie bei meinem Nachbarn: der fährt einen ollen, klapprigen Benz, und so wie es scheint, mit ihm irgendwann direkt in den Himmel.
Und was macht der Spiceuser, wenn's anfängt zu klappern? - wie gesagt: mit WIN95 OEM dauert das, weil die Kombination bei Verzicht auf weitere installierte Programme recht stabil läuft, deshalb der Tipp zum Spice-Rechner stand alone...) - Antwort: tägliches backup der ini- und sch-Dateien, plätten, und fix geht's weiter, bis in alle Ewigkeit. Egal, wer morgen wen verkauft.

Es ist einfach so: wer einmal einen Benz geheiratet hat, tanzt auf keiner anderen Hochzeit mehr, dazu ist das Leben zu kurz. Andere Väter haben auch schöne Töchter, aber nach der Heirat kommt dann oft der Katzenjammer (das sehe ich z.B. bei meinem Protel: Vorzüge, aber auch happige Nachteile, wie gehabt ...)

Grüße

Ein Kollege hat dazu, ich weiß nicht woher, immer den Spruch parat: "Es gibt kein Produkt, das man nicht noch billiger und noch schlechter machen kann."