Audiophiler Class-D Verstärker

@Rumgucker

Ich nehme an, du meinst das:

Jetzt sag mir, was macht D2, wenn durch D1 die positive Halbwelle fließt und die Ladung aus dem unteren Trafo raus ist?

Tillg

@Beobachter
Du hast dich ja mit Schaltplänen auch lange Zeit vornehm zurückgehalten

Tillg

Ich bin zu faul zum Einrichten eines Accounts bei den Bilder-Servern und glaub auch nicht, daß man für Folgendes einen Schaltplan braucht:

Zwei Flußwandler mit Ausgangsdiode. Flußwandler meint, daß die Ausgangsdiode leitet, wenn auch der zugehörige FET Strom leitet. Je nach Polung der Ausgangswindung kann ein Flußwandler positive oder negative Impulse erzeugen.

Die beiden Flußwandler werden gegenphasig vom SODFA angesteuert. Die Ausgangsdioden werden gegenphasig verbunden, Kathode auf Anode.

Hinter der Dioden-Zusammenführung gehts dann weiter mit dem SODFA-LC-Filter.

@Tillg: jetzt versteh ich, was Du meinst! Ja.. dann haben wir ein Problem. Mal weiter nachdenken....

Wir könnten die beiden Windungen in Reihe schalten und den jeweils freilaufenden Trafo mit einer Diode kurzschließen.

Das würde aber keine Magnetfeldrückspeisung in die Stromquelle bewirken und außerdem die Magnetfeldvernichtung in die Länge ziehen.

Also weiter nachdenken....

Sacht ma, sind denn hier nur noch alte Säcke am Knobeln? Einer ist fast Rentner, einer hatte schon Silberhochzeit, der Nächste entwickelt schon seit 30(?) Jahren, ich selbst habe auch nur noch 6 Jahre zur Silbernen (und schon längst Glatze ). Wo bleibt denn die Jugend? Oder tu ich hier jemandem Unrecht?
Tillg, BR25 klingt doch nach REMA, hatten die nicht Gummisicken? Meine 25W-Tieftöner sehen noch aus wie am ersten Tag und spielen seit 1986 im Wohnzimmer. Die mit eingebauten MT- und HT-Kalotten hatte ich auch von Conrad... Wie man so hört, soll alles außer Gummi als Sicke nach einigen Jahren Auflösungserscheinungen zeigen.

Netzteil weglassen? Ich weiß nicht so recht. Dann müssen an allen Schnittstellen nach außen spannungs-/berührungssichere Einrichtungen geschaffen werden. Ich bleibe lieber beim normalen RKT, solange man den Wirkungsgrad eines SNT nicht in die Nähe desselben treiben kann. Mit dem SNT spart man nichts außer vielleicht(!) etwas Masse, aber auch erst bei größeren Leistungen. Volumen, Preis und Leistungsaufnahme sind oft größer. Der (mit größer werdenden Lade-C sinkende) power factor ist mir eher ein Dorn im Auge.

Stefan, im diy-Forum wurde mal erklärt, warum das Layout so ausgeführt sein sollte, daß Eingänge und Ausgänge auf einer Seite liegen. Also keine Signalführung: vorne rein, hinten raus, sondern am besten alle Signal- und Leistungsanschlüsse an einer LP-Kante. Wenn ich mich recht entsinne, hatte das mit dem Spannungsabfall durch (auch transiente) große Ströme auf der GND-Fläche zu tun, die evtl. in den Signalpfad einstreuen. Auf Deinem Layout kann ich die entsprechende Masseführung nicht auf Anhieb erkennen, allerdings wage ich sowieso kein Urteil. Layout ist Kunst oder mindestens langjährige Erfahrungssache.

IR21xx<>HIP210x: genau, mir sind symmetrische td/tp/tr/tf oder mindestens definierte Werte auch lieber. Solange etwas nicht im Datenblatt angegeben oder anderweitig garantiert ist, muß man mit allem rechnen, eben auch mit Drift, Rauschen etc. Das gilt auch für jegliche Logikschaltkreise. Die Schwankungen der Schaltschwellen fallen umso weniger ins Gewicht, je steiler die Flanken der Ansteuerung sind.

Gruß, Timo

@Tillg

Es gibt wohl doch kein Problem! Wir hatten übersehen, daß der passive Trafo keinen Kurzschluß darstellt, sondern ein Trafo bleibt. Die Rückspeisung führt dazu, daß sich nach Abbau des Magnetfeldes eine hohe Spannung am Kollektor des inaktiven Transistors einstellt. Und das stört ja nicht.

@tiki

Hier noch mal die überarbeitete Version für die Totzeit-Einstellung. Mein "pdf-mailer" kann als Drucker installiert pdf, jpg und tiff erzeugen. Bei "imageshack.us" funktioniert kein pdf, dafür aber angeblich jpg und tiff. Jpg funktioniert wirklich ( wenn auch etwas verwaschen, aber doch ausreichend ), mit meinen tiff-Dateien funktioniert es aber nicht.

http://img153.exs.cx/img153/5683/totzeitms716ox.jpg

Die Eingänge des LT1016 verkraften laut Datenblatt max. +-3.5V, eine Dioden-Klemmung gegen +-5V ist also nicht ausreichend.

Die Sperrschicht-Kapazität der BAT54S ist mit 10pF tatsächlich etwas hoch, daher die BAV99 mit nur 1.5pF, das dürfte die Schaltgeschwindigkeit kaum beeinträchtigen.

Der LT1016 schaltet an den Ausgängen zwischen 0.4V und 3V, der LT1720 zwischen 0.4V und 4.6V. Den Spannungsteiler an den invertierenden Eingängen des LT1720 habe ich hochohmiger und gleichzeitig nicht mehr für 2.5V, sondern für 2.1V dimensioniert. Die Schaltschwellen liegen jetzt bei 1.6V und 2.5V. R1, R2, R3 und R6 sind insgesamt hochohmiger, um die Ausgänge des LT1016 ( max. 10mA! ) nicht zu sehr zu belasten.

Alle Puffer-Cs sind 470n/16V - der größte verfügbare Wert mit X7R-Keramik in der Baugröße 0805.

100pF für C2 und C3 ist ertmal nur ein "Platzhalter", der genaue Wert muß experimentell ermittelt werden.

So, hab erst mal lecker Mittag gegessen.

@Beobachter
Jetzt die TIFF-Datei mit Paint laden (nur bei Win-XP) und als GIF wider ausgeben. Das versteht Imageshack dann. Die TIFF-Datei ist wahrscheinlich noch zu groß (1024kB ist Maximum) oder so komprimiert, wie sie Imageshack nicht versteht.

@Rumgucker
und du gibst http://imageshack.us im Browser ein oder klickst auf diesen Link, dann auf Durchsuchen um ein (Schalt-)Bild von deiner Platte auszuwählen (GIF oder JPG). Wenn du keins hast, mit Alt+PrintSceen (oder Alt+Druck, je nach Tastatur) in die Zwischenablage und in Paint oder was Besserem (schlechter geht ja nicht) wieder auspacken. Dort als GIF speichern (unter).
Dann (zurück zu Imageshack) "host it!" und du erhältst einige Links. Den ersten (Link für Foren #1) klickst du an dass er blau wird, kopierst ihn in die Zwischenablage und dann in das, was ich gerade vor mir habe.

@Rumgucker #2
Gut, aber jetzt schaltet der obere Transistor aus, und der untere ein. Bisher ist Strom von oben in die Filterspule reingeflossen. Wo gehr jetzt die Spannung an der Spule hin? Und wer verhindert das?
Wenn es so ist, wie ich meine, nämlich kräftig nach minus (mehr als an D2 rauskommt), entlädt sich Energie aus der Filterspule. Und dann ist der Tiefpass im Ar..., ich meine nicht kaputt sondern seiner Sollwirkung beraubt, oder???
Kuck nochmal Timos Zur Kernfrage-Link an.

@Timo:
Ja, ich mach das jetzt seit 35 Jahren (die Elektronik).
Die BR25 (Statron) hingen immer draußen vom Frühjahr bis zum Herbst. Und durch das Bassloch hab manchmal irgendwelche Tierchen rein- und rausfliegen sehen. Die mochten vielleicht den Gummi. Ist mir auch lange nicht aufgefallen (man will ja keinen Ärger mit den Nachbarn), aber als ich einmal aufgedreht habe...
Zur Netzspannung: Nur die MOSFET-Schaltstufe soll(te) ans Netz. Ansteuerung über Treibertrafo oder so. Der SODFA selbst würde komplett über kleinen Trafo versorgt.
Darüber wurde so ab #422 schon mal eine Zeitlang spekuliert.

Tillg

@Tillg

Danke für die Anleitung. Du denkst also, daß ich nicht nur immer die anderen antrommeln sollte, sondern auch mal echte Leistung zeigen müßte? Puhhhh.....

Aber im Moment gehts noch ohne Plan. Wenn der obere Generator keinen Strom mehr liefert, entlädt sich die SODFA-Filterspule natürlich über den unteren Generator. Auch bei der Halbbrücke entlädt sich doch die Filterspule zuerst zum Minuszweig-Inversdiode.

Wenn der obere Generator keinen Strom mehr liefert, entlädt sich die SODFA-Filterspule natürlich über den unteren Generator.

Ich denke aber, sie entläd sich ins Leere, weil D2 nämlich dann sperrt. Und jetzt macht die Diode die Totzeit, egal was die FET's machen. Dann hast du das "Klingeln", was Mice im diyaudio-Forum beschreibt, in voller Pracht (nochmal siehe Timos Link).

Tillg

Horizontale Filterspule. Links liegt Plus an. Oberer Impulsgenerator schaltet ab. Spulenstrom möchte weiterfließen. Spulenspannung kehrt sich um: links also Minus. Einen Moment lang leitet D1 noch weiter, auch wenn der D1-Generator schon abgeschaltet hat. Bist Du Dir sicher, daß da was klingelt?

Was die Induktivität auch immer tut: entweder ist D1 oder D2 leitend.

Ich bin mir überhaupt nicht sicher, wann hier was passiert.
Stimmt was du schreibst, aber das ist dann nicht der "untere Generator".
Ich hab das Bild mal erweitert:

Einen Moment lang leitet D1 noch weiter, auch wenn der D1-Generator schon abgeschaltet hat.

Und zwar so lange die Spule will. Sie verhält sich dabei wie TR1. Minus an Anode D1 = plus an Drain T1. Keiner hält die Beiden auf (außer vielleicht der Kondensator, der hier noch nicht eingezeichnet ist), bis sie wieder richtig gut entladen sind. Erst dann fließt Strom durch D2 in L1. Das entspricht mindestens dem, was Mice verhindern will. Vielleicht geht es ja so, aber dann muss die Rückleitung (GK) zum SODFA-Integrator schon verdammt kurz sein (induktionsarm, einschl. dem Widerstand dazu), damit der noch mitkrigt, was hier passiert.

Tillg
PS
Und dann, wer soll das ausprobieren? Irgendwann muss ich auch mal wieder meine richtige Arbeit machen (0 Bock). Eigentlich wollte ich hier nur fertige Arbeit abfassen

@Tillg: mit "oben" und "unten" hast Du ganz recht, das war ein Dreher.

Ich bin mir auch unsicher. Zumindest sieht die Schaltung ganz genauso aus, wie ich sie mir vorgestellt hab.

Vergleich das bitte immer mit ner normalen Halbbrücke. Auch da wirken Filterspulenstrom und FET-Ströme gegeneinander. Im (unteren) FET fließt erst Strom, wenn seine Inversdiode die Spule zuvor entladen hat.

Der untere FET (bzw. andere) "hält aber die Spule fest" und lässt sie nicht einfach laufen. Entweder mit seiner Reverse-Diode(langsam), mit einer externen (hat uns Timo auch schon ausgeredet) oder weil er auf macht (soll ja das Beste sein). Der heißt nämlich unioplar, weil er auch einen negativen Drainstrom kann.

Netzteil hat jedenfalls nur einen Trafo, ob nun Schalt oder Blei.

So. jetzt muss ich mal was richtiges tun, sonst komm ich heut nicht mehr nach Hause. Verdammt, hat schon wieder Plim gemacht.

es wurde eine neue Antwort im Thread "Audiophiler Class-D Verstärker" erstellt!

Natürlich!

Tillg

Muss man D1 und 2 vieleicht einfah nur weglassen? Dann ist es nämlich wie du sagst. Haben doch sowieso kaum noch ne Funktion.
Da hab ich aber jetzt nicht lange druber nachgedacht. Ich seh schon, dann entläd sich der jeweils gesperrte Trafo wieder nicht schnell genug.

Ich kann's ja doch nicht lassen:
Was willst du eigentlich für Transistoren nehmen. Wir haben so schon 325V plus eventueller Überspannung, die man einkalkulieren muss. Da wird es bei MOSFETS eng, wenn sie auch schnelles Abschalten (meine mit kurzer off Phase) noch aushalten sollen. Bei IRF sehe ich FET's bis 1000V. In deinem Fernseher wird die Zeilenstufe vielleicht nicht mit Netzspannung betrieben?
Und sag jetzt nicht, Transistoren in Reihe. Dann sag ich: Röhre.
Mein erster Amp. den ich gebaut hab, hatte 2 x EL34 (100W). Über so was machen sich heute manche ins Hemd. Ich hab das damals nicht gemacht weil ich's geil fand, sondern weil mir Transistoren zu teuer waren, und erst nur aus Germanium. ASZ1015 oder so.
Trafos gibt im Laden (die großen jedenfalls). Verstärker übrigens auch.

Tillg

@Tillg:

Ich hatte diese Idee in die Diskussion zu einer Zeit "t - x" eingeworfen, also in der Wartezeit VOR "Ende März" und als sich bei Ampericher erste Lötkrämpfe zeigten. Nun ist nach "Ende März" und ich weiß immer noch nicht, ob der SODFA überhaupt den Aufwand eines einzigen Widerstands lohnt

hier noch mal Amperichers "Erste Lötdampfe" vom 5.2.:

http://www.hifi-foru...=1791&postID=245#245

@Tillg: Die Transistorfrage

Wir sollten mal prinzipiell überlegen, ob derart kleine Leistungen nicht auch mit konventionellen Transistoren auskommen.

Ich behaupte, daß auch ein konventioneller Transistor Bruchteile von Nanosekunden "auflösen" kann. Schalte ich zwei identische Transistoren um beispielsweise 100 ps verschoben ein, so wird nach beispielsweise 2,5 us der erste und bei 2,5001 us der zweite einschalten.

Das muss man sich erstmal vergegenwärtigen!

Bei PWM-Signalen ist die absolute Schaltgeschwindigkeit der Power-Komponenten also zweitrangig, wenn man die Modulation nicht allzuweit von 50:50 entfernt. Aber das wollen wir ja auch beim SODFA gar nicht.

Natürlich ist mir klar, daß die Schaltverzögerungen beim SODFA zu Problemen mit der Schwingungserzeugung führen könnten. Aber das weiß Beobachter besser zu beurteilen.

Das vefrsteh' ich jetzt überhaupt nicht. Was sind "konventionellen Transistoren"? Bipolar? Uns was für 2 Transistoren? Redest (schreibst) du jetzt doch von Reihenschaltung? Uns wo nimmst du die 100ps her?

Für das was ich mache reichen derzeit meistens 5V oder sogar 3,3V aus. Deshalb weiß ich gar nicht was es jenseits dessen heute so für Transistoren gibt. Und überhaupt, was sind Transistoren? Ist das was analoges?

Ampericher hat sich beim Löten die Hand gebrochen, Timo hat sich in divaudio beim "th" die Zunge verknotet, Beobachter erwartet unsere Konventionalstrafe und nun ist auch der letzte der treuen SODFA-Ritter, unser geschätzter Tillg, in geistiger Dunkelheit versunken.

Egal! Ich werde diesen Thread am Leben halten. Es kommt zwar kein SODFA raus, erst recht nichts audiophiles. Aber vielleicht krieg ich ja einen ordentlichen Multivibrator gebacken. Natürlich mit Germaniumtransistoren.

@tiki

Hallo Timo,

Da Du schon Erfahrungen mit dem HIP2101 gesammelt hast, weißt Du vielleicht, unter welchen Bedingungen hier eine zur internen Bootstrap-Diode zusätzliche externe Diode sinnvoll sein kann. Beim LM5401 wurde das laut Datenblatt ab etwa 300kHz empfohlen, beim HIP2101 scheint die interne Diode aber deutlich schneller und damit weniger verlustbehaftet zu sein.

Ich kämpfe auf der Steuerplatine ja um jeden Millimeter!

Hallo Beobachter,
so langsam traust Du mir aber zuviel zu, ich hab die Schaltung mit dem HIP aufgebaut und gut is. So ungefähr zumindest. Hab ja noch den Dreieckmodulator kaputtoptimiert und dann zu was SODA-ähnlichem konvertiert. Ist auch viel einfacher. So richtig was für Analog- und Digitalrentner (watt'n Glück, da hab ich ja noch so 20 bis 25 Lenze).
Tatsächlich hab ich mir bisher keine Gedanken darum gemacht, ab ca. 1MHz wurde jedenfalls alles warm, FETs und Treiber. Ausweg (des geringsten Widerstands): Takt runter, jetzt so bei 500kHz im Leerlauf und sehr8) . Bis ca. 700kHz ging alles gut, die restlichen 200kHz sind Sicherheit.
Ich vermute(!), daß die interne Bootstrapdiode für "unseren" Frequenzbereich ausreichend ist. Der N-Fet ist übrigens ein SI7850 mit 60V/18nC.
Gruß, Timo

@tiki

Deine Antwort beweist, dass ich dir absolut nicht zuviel zugetraut habe. Die Informationen reichen mir voll und ganz, um 50qmm wertvolle Platinenfläche zu sparen - vielen Dank.

Hier mal ein einigermaßen übersichtliches Diagramm zur Masseführung.

Der untere Teil zeigt den jetzigen Zustand, oben ist eine bessere Version, die das Problem von der Analogebene auf die Schaltebene ( zwischen Komparator und Treiber ) verlagert. Es sind dann drei getrennte Masseflächen auf der SODFA-Steuerplatine erforderlich.

http://img230.exs.cx/img230/5545/vollbrckems70fc.jpg

Optimal wäre letztlich eine potentialgetrennte Ansteuerung beider Treiber.

Wieso hab ich nur das Gefühl, daß die ganze Sache noch in den Kinderschuhen steckt?

Vielleicht hab ich ja den Start des Threads falsch verstanden? Ich hab verstanden, daß alles praktisch schon erledigt ist. Patent ist da, Erfahrung ist da, überlegen vorgetragenes Know-How ist da.

Ich beobachte die letzten Tage nun aber eher prinzipielle Fragen zur Konzeption (Vollbrücke: ja oder nein, Bauteile, Masseführung,....).

Mir ist das sehr recht! Ich persönlich finde einen Thread, in dem wir gmeinsam über die Details einer Lösung nachdenken viel spannender als wenn einer alles weiß und letztlich seine Lösung hier nur vorstellt. Allerdings hab ich nun ernsthafte Zweifel, daß da zum Schluß wirklich ein audiophiler D-Amp erwächst.

Wegen der aktuellen Besinnungspause nehm ich mir mal das Recht und stell mal an Beobachter eine womöglich dumme Frage:

Jede Schaltstufe erzeugt Verzögerungen, bipolare Transis mehr als unipolare. Die digitale Rückkopplung des SODFAs entnimm ihre Spannung hinter den verzögernden Schaltern. Ist das für den Klang bedeutungslos oder wichtig? Wenn es bedeutungslos wäre, könnte man ja auch bipolare Transistoren nehmen. Wenns aber bedeutungsvoll ist, muß man doch zuerst die FETs mit größtem Bedacht auswählen und besonders auch das Ausschwingen der Filter-Spule betrachten, die ja zeitverzögernd wirkt. Oder hab ich diese Grundsatzüberlegungen nicht mitbekommen? Zumindest Tillg und ich haben da noch Unsicherheiten, unter welchen Bedingungen sich Ringing ergibt und was genau die Ursache ist und überhaupt.

Verzögerungen sind immer dann kritisch, wenn sie innnerhalb von Rückkopplungsschleifen liegen.

Die Schaltverzögerung bei meinem SODFA-Aufbau ( LT1016 + Totzeit + LT1720 + Treiber + MOSFET ) liegt bei ca. 60ns. Die Verzögerung in der Gegenkopplung einer Analogendstufe liegt in der Größenordnung von 1us, ein post-filter-feedback bei PWM beinhaltet eine Verzögerung von ca. 20us.

Schaltet man bei einem PWM-Verstärker jedoch zu schnell, werden die durch parasitäre Induktivitäten und extrem steile Stromanstiege erzeugten Spannungsspitzen nicht mehr beherrschbar.

WIE beeinflussen die Schaltverzögerungen den SODFA? Der Komparator schaltet verzögert. Allerdings arbeitet auch der Integrator verzögert. Kompensiert sich das?

Und auch nochmal meine zweite Frage:

Die Filterdrossel speichert Energie. Je kleiner die momentane NF-Ausgangsspannung ist, desto höher ist die in der Drossel gespeicherte Energie (Spannungsdifferenz zwischen Betriebs- und NF-Spannung). Zusätzlich sind gerade in den Zeiten kleiner Ausgangsspannung die Ladezeiten für die Drossel besonders hoch (50:50). Ich seh da fast ein quadratisches Verhältnis.

Diese Drosselenergie muß sich beim Beginn des nächsten Zyklusses erstmal im gerade einschaltenden Zweig entladen (Inversdiode), bevor der jeweilige FET umgekehrten Strom in die Drossel einspeisen kann. Das heißt, dass das vom Modulator gewünschte Taktverhältnis von der Drossel-Entladung gestört wird. Und diese Entladung ist abhängig von der Ausgangsspannung (und auch abhängig von der Betriebsspannung). Der Modulator bekommt davon aber nichts mit.

Das sind äußerst komplexe Vörgänge, die wir erstmal alle durchdringen sollten. Ich hab sie jedenfalls nicht begriffen.

Nachtrag zu der Spulenfrage:

die Entladung einer Drossel ist umgekehrt proportional zu dem Entladungswiderstand (Innenwiderstand der Inversdiode und Filter-Kondensators) und proportional zur Induktivität.

Bei 40 Volt und 2 us Einschaltdauer (500 kHz) fließen in 20 uH immerhin 4A!

Dieser erstmal abzubauende Strom ist wohl der tiefe Grund, warum die Endstufe nur wenige Milliampere aufnimmt. Die Drossel verhindert jeden HF-Stromfluß. Das tut sie aber nicht, weil sie den HF-Strom "sperrt" sondern weil sie dem neuen Strom den Strom aus der vorigen Schaltphase entgegenhält.

Es wird sich ein Gleichgewicht einstellen: am Beginn der Schaltzeit wird die Spule entladen. Im zweiten Teil der Schaltzeit wird neuer (umgekehrter) Strom in die Spule gespeist.

Der SODFA bekommt von dem allem nichts mit! Er sieht Minus-Spannung am Ausgang und kann nicht wissen, ob es sich um ein Minus an der Inversdiode oder um ein Minus durch eingeschalteten low-FET handelt.

Dieser kleine Unterschied kann jedoch enorm wichtig sein, denn der Lautsprecher wird sich nur von der Stromführungszeit der FETs beeindrucken lassen.

@Rumgucker

An dieser Stelle kann ich nur Timo zitieren: "Einfach bauen und gut is".

Bisher sprachen wir davon, daß der Mittelwert der PWM-Fläche den Lausprecher treibt, wie Tillg uns erklärt hatte. Dieser Fläche wird aus Betriebsspannung und Schaltzeitdauer bestimmt und soll proportional zum Stromfluß im Lautsprecher sein.

Aber kommt diese Fläche unverzert am Lautsprecher an? Ganz bestimmt nicht!

Zwar ist der Anstieg des allerersten Drossel-Stromes weitgehend linear und bei ungesättigter Drossel und idealen Schaltern der Fläche proportional. Aber nach Einstellung des Gleichgewichtszustands wird dieser flächenproportionale Strom am Anfang durch den e-förmigen Entladungsstrom des vorigen Schalttaktes gestört. Dieser Störstrom hat nach meiner Meinung höchst wenig mit der gerade anstartenden Fläche zu tun, denn er kommt ja aus der vorigen Phase.

Das Problem ist, dass wir einmal einen flächenproportionalen linearen Strom-Anstieg haben, von dem wir einen e-förmigen Strom subtrahieren. Das kann nicht mehr flächenproportional sein. Und der SODFA kann nichts dagegen tun, das könnte nur ein post-filter-feedback.

Noch alldem halte ich den Drosselentladestrom für einen durch den SODFA nicht korrigierbaren Klirrfaktor-Produzenten!

@Beobachter

DU baust. Und WIR überlegen, warum Deine Schaltung funktioniert. Oder warum nicht...

@Rumgucker

Betrachte den LC-Tiefpass als einen Integrator, der möglichst weit davon entfernt ist, seinen vollen Spulenstrom während einer halben Taktperiode der PWM-Frequenz zu erreichen. Dann bewegt sich der Strom bei einem Rechteck am Eingang annähernd dreieckig, also ebenso wie am anderen Integrator mit OPV. D.h. die halbe Zeit einer Halbwelle fließt der Strom noch aus der Spule raus, annähernd linear abnehmend, ist in der Mitte der Halbwelle 0, und fließt dann linear steigend wieder rein, bis umgeschaltet wird. Ein Dreieck eben.
Dabei soll der Strom beim Rausfließen aber nicht durch die Inversdiode sondern möglichst gleich durch den geöffneten FET-Kanal.
Bestimmend für den Anstieg des Stromes ist nur die Spannung an der Stelle (zwischen den FRT's) (gegen die Kondensatorspannung des LC-Tiefpasses), und die sollen die FET's möglichst definiert festlegen, durch ihr Schalten. Und die gleiche Spannung bekommt auch der andere Integrator (bzw. in der Brücke die Differenz aus beiden Schaltstufen-Ausgangsspannungen).
Beide Integratoren "messen" also am Ausgang den Mittelwert der Eingangsspannung (Rechteckhalbwelle), wie immer die aussieht. Der LC-Integrator nur mit einer viel größeren Zeitkonstante, so dass am Ende fast eine Gleichspannung (die NF eben) übrig bleibt, als Integration über einen längeren Zeitraum.
Zeitverzögerungen in den einzelnen Elementen bewirken, dass der Referenzwert des Komparators am Ende einer Halbwelle etwas überschritten wird. In der nächsten Halbwelle beginnen beide Integratoren jedoch bei genau dieser (falschen) Spannung, zu arbeiten, was die nächste Halbwelle entsprechend verlängert, und damit den Fehler kompensiert. Also: war die positive Halbwelle 100ns länger als sie sollte, wird die negative gleich am Anfang entsprechend verlängert. Aber nicht unbedingt um 100ns, sondern um die entsprechende gleichwertige "Spannungsfläche". Und immer so weiter.
Bis dahin unterscheidet sich das Ganze nicht von anderen PWM-Verstärkern (SOFA, IRF), die schon lange ebenso funktionieren. Die Schaltschwellen für den Komparator, der die erste Integratorspannung bewertet, kann man dabei irgendwo hinlegen, selbst unsymmetrisch zu GND, es passiert immer das Gleiche. D.h. die Form des Integratordreiecks und damit das Tastverhältnis und die Unschaltpunkte bleiben immer gleich bzw. proportional zueinender. Eigentlich ist das Prinzip damit schon ideal, also absolut linear, egal, wie das Rechtecksignal der Schaltstufe aussieht, ohne dass es eine tatsächliche (NF-Bezogene) Gegenkopplung gibt. Die Spannungsverstärkung wird einzig von einem Widerstandsverhältnis bestimmt (R/Re, siehe #326). Einzig der angeschlossene LC-Tiefpass beeinflusst noch den Frequenzgang des Verstärkers nahe seiner oberen Grenzfrequenz bzw. je nach Dimensionierung.
Praktisch gibt es aber Einflüsse, die außerhalb dieser simplen Betrachtung über einzelne Halbwellen der Schaltspannung liegen, die das Ergebnis eben irgendwie versauen.
Nun will Beobachter vor Jahren entdeckt haben, dass diese Einflüsse verschwinden, wenn man als Schaltschwelle für den Komparator genau eine der Ausgangsspannung der Schaltstufe proportionale Spannung nimmt, und zwar zum Zeitpunkt der Umschaltung. Er hat nach seinen Angaben dafür auch eine komplizierte Theorie mit mathematischer Beweisführung und die praktische Bestätigung durch vor Jahren durchgeführte gelungene Versuche.
Was er jetzt macht, ist eine praktische Realisierung des Konzepts mit dem Ziel, die (vermeintlichen) Vorzüge des Prinzips nicht durch andere Mängel in der Ausführung wieder zu Nichte zu machen (wozu sicher unsere Netzpotential-Spinnereien gehören würden).
So jedenfalls habe ich diesen Thread bisher verstanden.

Gruß Tillg

@Tillg

Wow!

Bist Du nebenbei noch ein professioneller Schriftsteller?

@Tillg:

soweit hab ich alles verstanden!

Aber gerade beim ersten Satz hab ich nen Hänger: der Strom steigt zwar sägezahnförmig an, entlädt sich dann aber e-förmig! Dieser e-förmig sinkende Strom wird vom nachfolgenden Sägezahn subtrahiert. Das Erstaunliche ist, dass auch dann die Linearität gewahrt bleibt. Ich erklär mir das so, daß der e-Strom eine direkte Folge des vorigen Periode ist und insofern eben doch mit der gerade laufenden Phase in Zusammenhang steht.

Soweit so gut, ABER:

wir haben es nicht mit einer idealen Spule zu tun. Die Schaltkapazitäten erbringen einen Schwingkreis. Je höher die aktuelle NF-Spannung ist, desto länger braucht der Schwingkreis, bis er sich an der gegenüberliegenden Inversdiode entladen kann. Diese Zeit und die Umschwingverluste bewirken eine aussteuerungsabhängige Unlinearität, der der SODFA meiner Meinung nach nichts entgegensetzen kann.

@Beobachter: Nebenbei bin ich Elektronik-Entwickler
@ERumkucker: Nix e-Funktion. Wo soll die Herkommen? Die Spannung bestimmt den Strom. Kuck noch mal bei meinem Beitrag #326 weiter unten die Kurven. Und jetzt stell die vor, die grüne Linie (hier die Ausgangsspannung des ersten Integrators) ist der Spulenstrom. So sieht der aus (idealer weise natürlich).

Tillg

@Tillg: du hast recht. Aber du hast die Totzeit vergessen!

In der Totzeit entlädt sich die Spule e-förmig.

Und wieviel Strom in dieser Totzeit entladen werden kann hängt von der aktuellen NF ab und wie weit die Spannungsdifferenz zur gegenüberliegenden Inversdiode ist.

@Rumgucker

Vergiß die ollen Inversdioden. Die Leistungsschaltstufen werden ja bewußt gerade so eingestellt, dass sich im Umschaltvorgang ein tolerierbarer Querstrom durch beide MOSFETs ergibt, der die sonst ( bei zu großer Totzeit )durch die endliche trr der Inversdioden verursachte Spannungsspitze "kurz aber kräftig" bedämpft. Ein Strom durch die Inversdioden findet gar nicht mehr statt und bei einem zudem gelungenen Verhältnis von Einschaltgeschwindigkeit und Totzeit sieht das Rechteck am Ausgang dann "astrein" aus.

Die Spannung an CT (C des LC-Tiefpass) verändert sich NICHT (soll sie jedenfalls nicht). Wir haben keinen Schwingkreis (jedenfalls nicht für die Schaltfrequenz und auch nicht für die NF). Die Spannung an der Spule bleibt konstant während einer Halbwelle (bei idealem Rechteck). Damit ist der Stromanstieg linear. Es gibt überhaupt keinen Unterschied zwischen Entladen und Laden. Beide Seiten des Dreiecks (Strom) sind gleich (gegenüber 0). Wenn nicht, ändert sich U_CT entsprechend. Auf diese Weise folgt U_CT der NF.

Tillg

@Beide

Sind wir uns einig, daß es eine Totzeit gibt? Sind wir uns einig, daß die Spule vor der Totzeit stromdurchflossen war?

Die Spule möchte den Strom beibehalten und tauscht daher ihre Polarität. Der rechte Pol ist am Filter-Kondensator festgenagelt. Der linke Pol MUSS über eine Inversdiode (oder parasitäre FET-Diode) kurzgeschlossen werden, sonst würde die Spannung sehr hoch ansteigen (daß sie nicht unendlich ansteigt, liegt an den Kapazitäten).

Wenn eine Spule derart entladen wird, klingt ihr Strom e-förmig ab. Wohlgemerkt: während der TOTZEIT.

Erst danach beginnt der lineare Anstieg der nächsten Halbwelle. In diese Halbwelle schlägt noch der Reststrom, der während der Totzeit nicht entladen wurde.

@Beobachter: vergiß Du bitte Deine ollen Spannungsmessungen! Ich rede von Strömen, die die wahre Ursache aller Lautsprecherwirkungen sind.

Rumgucker schrieb:

@Tillg: du hast recht. Aber du hast die Totzeit vergessen! In der Totzeit entlädt sich die Spule e-förmig. Und wie viel Strom in dieser Totzeit entladen werden kann hängt von der aktuellen NF ab und wie weit die Spannungsdifferenz zur gegenüberliegenden Inversdiode ist.

Wenn du mit Totzeit eine Zeit meinst, in der der Strom durch die Inversdiode fließt weil beide FET's offen sind, stimmt das nicht. Die Diode liegt parallel zum FET der gleich öffnet, und macht damit auch das Gleiche.
Meinst du die Zeit, bevor noch die Diode öffnet, hast du recht. Das währe dann das von Mice beschriebene Ringing. Das soll aber vermieden werden, wie es Beobachter eben schon ausgeführt hat.

Das mit den immer gleichen Seiten des Stromdreiecks ober- und unterhalb von 0 ziehe ich zurück. Bei Aussteuerung fließt natürlich der Laststrom I_RL. Aber es bleibt ein Dreieck, was dann unterschiedliche Schenkellängen hat (PWM-Taktverhältnis).

Tillg

Rumkucker schrieb:

@Beobachter: vergiß Du bitte Deine ollen Spannungsmessungen! Ich rede von Strömen, die die wahre Ursache aller Lautsprecherwirkungen sind.

Auf dem Strom wirst du keine Spitzen mit dem Oszi sehen, wenn du ihn messen könntest. Dafür sorgt die Spule. Die Spitzen (Ringing) mit schneller Spulenentladung finden auf der Spannung statt. Hast du mir doch selber erklährt (Zeilentrafo).

Tillg

@Tillg

Wir brauchen jetzt mal Schützenhilfe von unserem "Simulanten". Also, Timo, wie verhält sich der Spulenstrom in der Totzeit einer zuvor mit Strom aufgeladenen Spule?

Wie Tillg schon (etwas ironisch) feststellte, meine ich mit "Totzeit" die Zeit in der kein Transistor leitet, sondern nur die Inversdioden aktiv sind.

Ich sage ausdrücklich, daß der Spulenstrom e-förmig abklingt!

Es macht keinen Unterschied, ob der FET leitet oder irgend eine Diode (außer vielleicht ein paar 100mV). Sie liegen parallel in ihrer Wirkung. Wir reden jetzt nicht mehr von der Schaltung da oben, sondern Gegentakt ohne Trafos. Die Spulenspannung wird dadurch zwischen Kondensatorspannung und Ub (+ oder -) festgehalten, durch den FET oder die Diode. Also spielt dieser Teil der Totzeit (Teil 2), währe er vorhanden, keine Rolle.
Die Diode im FET schaltet jedoch nicht schnell genug. Auch eine externe Shottky-Inversdiode hilft nicht viel. Und bevor die Dioden leiten passiert das, was du beschreibst (Totzeit Teil 1). Da hält keiner die Spannung fest, worauf sie in die Höhe schießt (mit z.B. möglichen unangenehmen Folgen für den FET), was aber auch den Strom nicht plötzlich fürchterlich abfallen lässt, sondern nur die magnetische Ladung in der Spule.
Das verzögern wie du sagst nur die Schaltkapazitäten. siehe unten
Deshalb soll die eingestellte Totzeit so gering sein (und wir reden hier von Nanosekunden), dass der FET schon leitend wird, bevor Geruch entsteht. Und damit fällt der Teil 2 der Totzeit sowieso schon mal komplett aus. Die Dioden sind also praktisch funktionslos, alle, ob im FET oder außen.

Tillg

Berichtigung:
was den Strom schneller abfallen lässt (e-Funktion) und die magnetische Ladung in der Spule.
Das wird nur, wie du schon sagst, durch die Schaltkapazitäten gebremst.
Deshalb...

jetzt versteh ich das Mißverständnis! Du siehst die Spannungspotentiale und denkst, daß wegen der anliegenden Spannung Entladung und LAdung identisch sind.

Das ist nicht der Fall!

Einmal ist die Spannungsquelle die Ursache einer Stromänderung. Und einmal ist der in der Spule gespeicherte Strom die Ursache. Einmal fließt der Strom in die eine Richtung. Und einmal klingt der zuvor geflossene Strom aus.

Wenn ich eine Drossel über Inversdioden entlade, dann spielt es keine Rolle, auf welchem Potential die Sperrdioden liegen. Du kannst sie dir auch direkt über die Drossel geschaltet vorstellen. Sie können aber auch an 5000 Volt liegen. In jedem Fall wird der Strom in der Spule e-förmig abfallen, solange der Spule keine konstante Spannung eingeprägt wird. Und genau das passiert ja nicht, weil die Inversdiode eben keine Spannung an die Spule anlegt.

Bitte glaub mir! Ich habe Recht.

Noch mal ganz deutlich: Es gibt überhaupt keine Zeitspanne, in der keiner der beiden MOSFETs leitet!

Die minimale Totzeit der Treiberstufe ( bei der ich mir ja nun allergrößte Mühe gegeben habe, diese exakt und jitterfrei einzustellen ) dient "nur" dazu, dass die MOSFETs beim Umschaltvorgang nicht zu sehr überlappen und kaputt gehen.

Es fließt kein Strom mehr durch irgendeine Inversdiode!

@Beobachter:

Über die Spannungsmessung kannst Du nichts sehen. Die Spule sorgt ja gerade dafür, daß Du einen wundervollen Rechteck bekommst.

Erst wenn Du in der Source-Zuleitung des low-Transistors nen Meßwiderstand einbaust, siehst Du die Ströme, wie sie wirklich sind.

Daß Du ganz ohne stromfreie Totzeit auskommen willst, halte ich für unrealistisch und auch nicht für sinnvoll. Etwas Temperaturerhöhung (= Schaltzeitverlangsamung bei FETs) und die Verlustleistung steigt durch die kurze gleichzeitige Leitung an, was wiederum mehr Temperatur bringt usw...