Audiophiler Class-D Verstärker

Sorry es hat sich noch ein Fehler eingeschlichen.
Bezüglich Störungen bei der schnellen Ansteuerlösung mit dem IXDD414 muss es du/dt > 9000V/us heissen.
Diese Geschwindigkeit liegt nahe am Grenzwert des Optokopplers von 10kV/us common mode rejection, so dass auch hier die Reserven fast ausgeschöpft sind.

Gruss Speedy_PWM

Erstmal Glückwunsch zum funktionierenden classD!

Dass hier das LC Filter einiges an Störungen durchlässt ist unschwer zu errechnen.

Hysteresewandler halten den Ausgangsripple unabhängig vom Modulationsgrad nahezu konstant, das gilt insbesondere für post filter feedbacks. Man kann das auch als Vorteil ansehen.

nahe am Grenzwert des Optokopplers von 10kV/us common mode rejection

Die ADuM-Serie von ADI hat >25kV/µs. Okay, sind recht neu. Und wenn sich Koppler vermeiden lassen, wird es meist einfacher.

Um dem wirksam zu begegnen, wäre eine Erhöhung der (Leerlauf) Taktfrequenz auf ca. 1MHz ! zu überdenken

Bei meinem Heizer-mini-classD bin ich ohne Probleme auf etwa 800kHz Leerlauftakt gekommen, über 1MHz wurden Treiber (HIP2101) und FETs (SI7850DP) merklich warm. Habe aber bisher keine Ursachenforschungen angestellt, hier reichen ca. 500kHz. Außerdem ist es keine Halbbrücke, da kämen noch mehr Schwierigkeiten.
Das UcD-Prinzip hat, wie schon beschrieben, eine bessere Charakteristik der Abhängigkeit der Taktfrequenz vom Modulationsgrad, erst bei sehr hohen/niedrigen M ändert sich die Frequenz stärker. Eine andere Variante wäre ein Prinzip mit konstanter Taktfrequenz und Modulation nur einer Flanke, oder symmetrische PWM mit Zweiflankenmodulation, aber ebenfalls konstantem Takt, beide aber mit Mindest-t(on) und -t(off) zur Gewährleistung kompletter Schaltvorgänge in den FETs. Mit konstanter Frequenz ändert sich aber wiederum der Ausgangssripple mit der Modulation.
Nur als Idee: läßt sich vielleicht ein Verfahren für den Hysteresewandler finden, welches die Hystereseschwellen mit dem Modulationsgrad verändert und damit die Taktfrequenz nahezu konstant hält?
Aber das gehört vielleicht nicht mehr hier in Beobachters thread?
Gruß, Timo

@tiki

Erstmal vielen Dank für die Blumen und die guten Hinweise auch bezüglich der Koppler von Analog Device.

Obschon nicht zum thread von Beobachter passend, bin ich auch an anderen Modulator Prinzipien interessiert.

Vor einiger Zeit hat Mueta (mueta.com) mit einem Paper, dass sie an einer AES Tagung publiziert haben für Furore gesorgt, da die Messwerte ziemlich gut waren.

Ich habe mich dann zwar auf die Mailingliste von Mueta setzen lassen, habe aber (der versprochene Launch Termin für erste Muster des Modulator IC's ist schon lange überfällig) bis jetzt noch nichts gehört, so dass es scheint, als wäre die Sache (ich denke an kommerzielle Gründe) gestorben. Sicher lässt sich das Prinzip für DIY Zwecke auch diskret aufbauen, aber das IC wäre natürlich praktischer und auch bezüglich EMV besser geeignet.

Ist Dir da etwas mehr bekannt, oder wie beurteilst Du die Sache?

Gruss Speedy_PWM

Wenn mein Hirn nur nicht schon so porös ware!
Irgendwer hat im diyAudioforum vor vielleicht 2-3 Monaten etwas zu Muetas Fortschritten und erreichten Daten geschrieben. Wenn ich mich recht erinnere, waren die zu erhaschenden Werte aber im normalen Bereich, d.h. auch nicht besser, als man von den anderen Konzepten, wie IcePower, Tact, UcD oder auch dem von Hubert Reith "gewohnt" ist. Soll nicht heißen, daß es keine Unterschiede gäbe, insbesondere kennt man ja inzwischen meinen Standpunkt zu pre und post filter feedback. Tripath habe ich noch gar nicht genannt, soll auch nicht so toll sein. Nach dem Schaltplan zu urteilen, scheint Mueta nur ein (Spannungs-) post filter feedback einzusetzen, obwohl in der AES-Veröffentlichung (Mai 2002) von mehreren Rückführungen (pre und post filter) die Rede war, oder hab ich das falsch verstanden? Neuere Informationen habe ich leider nicht.
Viele Grüße, Timo

@Beobachter: ist Dein Prototyp nun audiophil? Gibt es schon Messungen? "Ende März" ist vorbei.

@Rumgucker

Kennst Du etwa einen Entwickler, dem es je gelungen wäre, auch ohne die Androhung einer drakonischen Konventionalstrafe ein Projekt auf den Tag genau fertigzustellen?

Ansonsten deutet bis jetzt alles darauf hin, dass mein Aufbau tatsächlich audiophil ist. Eine einigermaßen fundierte Aussage dazu kann ich aber erst treffen, wenn ich adäquate Lautsprecher + CD-Player habe. Das ist erst nächste Woche der Fall.

Da Ihr beiden Euch offenbar mittels des Wortes "audiophil" verständigen könnt, ich aber immer noch nichts damit anfangen kann, bitte ich bei Gelegenheit um Aufklärung.
- Was heißt "audiophil"?
- Kann man diese Eigenschaft meßtechnisch bewerten?
- Ist die Einstufung eiens Gerätes als "audiophil" grundsätzlich nur personenbezogen, d.h. vom jeweiligen Hörgeschmack abhängig?
- Wenn nicht meßtechnisch, was kann als Referenz für die Einstufung eines Gerätes (hier: Verstärker) als "audiophil" im Rahmen eines (Doppel-)Blindtests herhalten?
- Darf ein "audiophiles" Gerät dem Ursprungssignal etwas hinzufügen oder entnehmen (unabhängig davon, ob es dann subjektiv als "angenehmerer Klang" empfunden wird)? Dies würde den Begriff wenigstens deutlich von HiFi abgrenzen.

Gruß, Timo

Soweit ich Beobachter verstanden hab, mag man nach dem Anhören dieses audiophilen D-Verstärkers keine anderen Verstärker mehr hören. Ich stell mir Audiophilität wie so eine Droge vor.
Diese Droge scheint äußerst stark zu sein, denn bei Ampericher hat sie schon bei nur 200 Hz gewirkt. Kurz danach kam er sogar auf Entzug und wurde deutlich lötfauler.
Ich geh davon aus, daß man derart guten Stoff auch irgendwie vermessen kann.

@ tiki

"audiophil" ist der Klang, den jemand aus seiner eigenen Anlage heraushört, den aber andere Anlagen niemals zustande
bringen würden.
Ich kenne solche Spinner, die hören sogar heraus, wenn man einen bestimmten, kleinen "Klebestreifen" um das Netzkabel der Anlage klebt,ohne den dann ein wahres Klangerlebnis
künftig undenkbar wäre.
Ich kenne auch jemand,der hört den Unterschied zwischen zwei verschiedenen Sicherungen im Zählerkasten.

Ich hingegen begnüge mich erst mal mit der Erklärung, daß ich eine audiophile Klangverbesserung erfahren habe, wenn ich eine neue Schaltung erprobe, bei der ich im wechselseitigen Betrieb eine merkliche Klangverbesserung, im Bezug auf meine bisherige Schaltung heraushören kann, dann lohnt sich auch ein technischer Mehraufwand.
Audiophile Qualität kann man, glaube ich, auch nicht mehr mit Meßgeräten definieren, man kann mit Meßgeräten die Voraussetzung dafür schaffen.
Vermutlich ist "audiophil" ein Klangerlebnis, das plötzlich neue Lebensgeister weckt?

Hi Timo,

1% gemessener Klirr sagen einem noch lange nicht, wie es denn klingt. Man könnte zwar mit weiteren, aufwendigen Messungen (Spektruimanalyse...) dahinterkommen, warum was wie klingt, aber nicht umgekehrt.
Nicht mal 0% Klirr ist mit Sicherheit "audiophil", wenn man ihn mit einem Sinus misst. Bei Phasenverschiebung bleibt Sinus Sinus (meistens).
Das gilt auch für Frequenz- und Phasengang. Die Ohren (+Hirn) arbeiten nicht wie Messgeräte. Sie sind einerseits unglaublich empfindlich, können andererseits aber erstaunlich viel tollerieren. MP3 klingt für uns auch sehr ordentlich, obwohl hier (messtechnisch) sehr viel fehlt.
Hifi hat bisher nur auf Messtechnik gesetzt. Trotsdem habe ich bei meinem alten Röhrenradio (ich stehe nicht auf Röhre!) eher den Eindruck, dass z.B. ein Nachrichtensprecher direkt bei mir im Raum sitzt (Klirr min. 5%) als bei meiner "HiFi"-Anlage, beim Fernseher schon gar nicht.
Während also HiFi in Normen definiert ist, ist audiophil wie schön, lecker, Kunst oder geil, also etwas subjektives. Mit solchen Atributen verständigen sich Menschen schon lange, auch wenn sie sich nicht immer verstehen. Damit musst du leben.

Tillg

PS: Mach mal einen Doppel-Blindtest für Kunst, sagenb wir mal modernes Theater.

Schön, wie ernst "audiophil" genommen werden kann... Ich schreibs mal unter dem heutigen Datum ab, nehmt es mir also bitte nicht übel, obwohl Ihr Euch solche Mühe gabt. Verstanden hab ich Eure Erklärungen sehr wohl, leider ist der Sarkasmus in meiner letzten Meldung etwas untergegangen.
Lustigerweise hat ein anderer Jemand sich auch just dieses Themas angenommen:
http://www.diyaudio....id=610166#post610166
Viel Spaß heute noch und

@Tillg

Sehr schön ausgedrückt!

Ich möchte noch hinzufügen, dass ich "audiophil" ganz und gar nicht im inflationären, verkaufstechnischen Sinne gebrauche, sondern in dem von dir beschriebenen, ursprünglichen Sinne, also einfach geil.

Was jedoch MP3 angeht, so hat das für mich nichts mehr mit Musik zu tun, ich bezeichne es als "Gerümpel".

Für mich ist der Klang von analogen Direktschnitt-Platten nach wie vor unübertroffen, 44kHz/16Bit ist noch akzeptabel.


Auch muß ich Ampericher Recht geben: "Audiophil" ist kein absolutes Prädikat, sondern ein sehr relatives.

Da bei meinem Versuchsaufbau die Treibermodule austauschbar sind, kann ich durch leichte Umbauten sowohl einen SODFA, als auch einen SODA, oder Hysteresewandler realisieren. Ich werde versuchen, die klanglichen Unterschiede dieser PWM-Verstärkerprinzipien untereinander und im Vergleich zu einigen hervorragenden Analogverstärkern zu beschreiben.
Das braucht natürlich etwas Zeit, also bitte nicht ungeduldig werden. Noch liege ich ganz gut in der Zeit.

Ich meinte ja nicht, dass MP3 etwa "audiophil" währe, aber zu mindest ist es alltagstauglich.

@tiki

Du kannst mir ruhigen Gewissens zutrauen, dass ich in der Lage bin, das echte musikalische Auflösungsvermögen eines Verstärkers von einer eventuellen Fehlanpassung des LC-Filters an den Hochtöner zu unterscheiden. Die Aussagen in dem von dir genannten Thread sind "kalter Kaffee".

Fast möchte ich nicht auf diese ziemlich überhebliche Bemerkung antworten, aber es scheint immer wieder Leute zu geben, die eben doch auf "geilen Klang" statt auf neutrale Wiedergabe abfahren. Na ja, nicht alle mögen Monitore.
Gruß, Timo

@tiki

Es besteht überhaupt kein Grund, sich zu streiten. Die Praxis wird zeigen, wie gut ein SODFA tatsächlich klingen kann. Ich wollte lediglich klarstellen, dass ich mich dabei nicht von einem eventuell fehlangepaßtem LC-Filter verwirren lasse.

Ach so!

http://img126.exs.cx/img126/4465/btreiberms72gn.jpg

Bevor wir über die Klangqualität sprechen und dann wieder einmal die Emotionen hochkochen, schlage ich vor, erst einmal bei der Elektronik zu verweilen.

1. Die externen Inversdioden über den IRFB23N15 bringen weder in Bezug auf die Form der Rechteck-Ausgangsspannung, noch in Bezug auf die Schaltverluste irgendeinen Effekt.

2. Die 100n-Keramik-Cs ( C17, C18, C39, C40 ) direkt an den Drain-Anschlüssen der "oberen" MOSFETs wirken sich negativ aus, meßbar als deutliche Welligkeit auf der Rechteckspannung. Läßt man die Keramik-Cs weg, bleibt lediglich ein kleiner Überschwinger. Verschiedene RC-Kombinationen anstelle der 100n-Cs führten zu keiner weiteren Verbesserung.


Der Link in meiner vorhergehenden Antwort zeigt den derzeitigen Schaltplan meiner SODFA-Treibermodule. Es ist die erste Versuchsschaltung und sie muß, wie erwartet, an einigen Stellen überarbeitet werden - also neue Modulplatine.

1. Der FET-Optokoppler H11F1 ist als Limiter absolut unbrauchbar. Ich hatte mich hauptsächlich aus Platzgründen für ihn entschieden und werde in der neuen Version einen LDR-Optokoppler einsetzen.

2. Der beste Kompromiß zwischen Störsicherheit und Modulationsgrad liegt bei etwa 60%. Ich werde die Betriebsspannung auf 70V erhöhen und den Limiter entsprechend ändern.

3. Die aktive Offset-Kompensation ( U504B ) funktioniert wie befürchtet bei einer Vollbrücke nicht. Ich werde statt dessen R503 im Differenzverstärker der Gegenkopplung durch eine Reihenschaltung aus Festwiderstand und Spindeltrimmer ersetzen. Ohne Abgleich liegt der DC-Offset zwischen den beiden Halbbrücken bei ca. 90mV.

4. Erfreulich ist, das sich die SODFA-Vollbrücken praktisch geräuschlos ein- und ausschalten lassen. Auf die Relais am Ausgang kann also verzichtet werden.

5. Der Impedanzwandler mit zusätzlicher Spannungsverstärkung zwischen Integrator und Komparator war ein Versuch zur niederohmigen Ansteuerung des LT1016. In der neuen Version werde ich die Betriebsspannung aller OPs auf +-5V reduzieren. R2 und R520 können dann auf 150R erniedrigt werden, U502B entfällt, ebenso C521, R523, R524 und C522.

6. R517, C514 und C515 sind überflüssig. Der Integrator arbeitet gleich gut, wenn E+ direkt an Masse liegt.

@Beobachter

Alles klar soweit.
Wie verhält sich denn der Übersteuerungsschutz mit dem H11F1? Er setzt ja frühestens ein, wenn Ua sich der Betriebsspannung (bzw. GND) bis auf 3,5V genähert hat. Und der maximale Strom, der dem H11F1 am Eingang angeboten wird, wird durch R512 auf 3,5mA begrenzt (wobei Ua schon = GND sein muss), was ihn lt. Datenblatt noch kaum öffnet. Und ob er überhaupr je begrenzt, sei dahingestellt. Vielleicht fallen die 3,5V ja schon an Rdson ab?

Und insgesamt frage ich mich, ob der Aufwand der Brückenschaltung sich denn lohnt. Symmetrische Betriebsspannung dürfte doch viel weniger Aufwand sein.

Gruß Tillg

OK, ich bin mit meiner Frage zu spät gekommen.
Will dir aber versichern, dass hier draußen schon jemand ist, der dir genau auf die Finger kuckt.
Gruß Tillg

Beobachter schrieb:

3. Die aktive Offset-Kompensation ( U504B ) funktioniert wie befürchtet bei einer Vollbrücke nicht.

Du solltest +Ua und -Ua zur Ansteuerung des U504B nehmen, also ein "Post-filter-freedback", aber für Gleichspannung.

Tillg

@Tillg

Dass der H11F1 bei der bisherigen Schaltung viel zu spät begrenzt ist eine Sache, wird aber wie gesagt behoben ( >> Ub > +70V, Limitereinsatz bei 40V ). Das Hauptproblem ist der viel zu geringe lineare Arbeitsbereich des H11F1 mit nur ca. +-50mV. Die max. zulässige Amplitude der NF-Eingangsspannung liegt aber deutlich höher. Mit einem LDR-Koppler erreicht man dagegen ein wirklich gutes Softclipping-Verhalten.

Meine Entscheidung für eine Vollbrücke ergibt sich aus dem Gesamtaufbau mit insgesamt weniger Aufwand für die Spannungsversorgung. Ein weiterer Grund ist die Spannungsversorgung der Treiber-ICs, die bei einer Halbbrücke auf die negative Versorgungsspannung bezogen werden muß und der dann zusätzliche Schaltungsaufwand bei der Ansteuerung des Treiber-ICs vom Komparator.

Der Grund, warum die aktive Offset-Kompensation nicht funktioniert, ist ein anderer. Ob man deren Eingänge an +-Ur, oder an +-Ua legt, spielt keine Rolle, da es sich ja um einen Integrator mit extrem tiefer Grenzfrequenz handelt. Eine wirksame aktive Offset-Kompensation müßte bei einer Vollbrücke jede Halbbrücke getrennt auf exakt Ub/2 stabilisieren. Das ist aber viel zu aufwändig.

Mit den Treiber-IC's hast du recht. Aber du bräuchtest dabei nur einen Takt auf das -Ub-Niveau bringen. Und so hast du den doppelten Aufwand an vielen anderen Stellen. Aber egal. Natürlich haben diese Treiber-IC's bei ihrer Betriebsspannung, die bei Halbbrücke entsprechend höher sein müsste, ihre Grenze.

Beobachter schrieb:

Ob man deren Eingänge an +-Ur, oder an +-Ua legt, spielt keine Rolle, da es sich ja um einen Integrator mit extrem tiefer Grenzfrequenz handelt.

klingt plausibel, bin mir aber trotzdem nicht sicher, ob es das Gleiche ist.

Eine wirksame aktive Offset-Kompensation müßte bei einer Vollbrücke jede Halbbrücke getrennt auf exakt Ub/2 stabilisieren.

Das leuchtet mir nicht ein. Entscheidend st doch, dass die Differenz ohne Signal =0 ist. Wenn du das mit 'nem Poti einstellst, machst du doch auch nichts anderes.

Tillg

Hallo Beobachter,
nein, ich will nicht immer nur meckern, das werfen mir meine Kinder schon vor...
Danke, daß Du die Schaltung so freizügig zeigst. Macht nicht jeder.

Aus welchem Grund hast Du den LM5401 den Vorzug gegenüber den HIP2100 gegeben? Nur wegen der einfachen Totzeiteinstellung? Alle anderen Daten scheinen bei Letzterem etwas besser, insbesondere ist auch das delay-matching im Gegensatz zum LM spezifiziert.

Zu den Limitern mit LDR hast Du sicher schon die Ausführungen von Zucker gesehen?

Daß U504A den Takt (70V, ca. 20ns, R-Teiler 1:25)mit 70V/20ns/25 = 140V/µs verarbeiten muß, ist hart an der Grenze - der Ausgangsstufe! Die (typ.) 180V/µs im Datenblatt gelten für G=+2, das heißt doch, daß bei dieser Spezifikation die Eingangsstufe "nur" die halbe Spannungssteilheit sieht, oder? Ich hab irgendwo gelesen, daß ein solches "Überfahren" der Eingangsstufe transiente Intermodulationsverzerrungen erzeugen kann. Da (aus Deinen früheren Erklärungen) sowieso die vom Rechteck überstrichene Fläche entscheidend ist, kann man doch das Signal genausogut vor dem Eingang von U504 integrieren, oder?

Gruß, Timo

Erstmal vielen Dank für die wirklich sehr konstruktive Kritik!

@Tillg

Mit deinem letzten Einwand bezüglich der aktiven Offset-Kompensation hast Du Recht. Ich werde noch weitere Versuche in der Richtung machen.
Es gibt aber noch einen weiteren Grund, die Variante mit Poti vorzuziehen. Aufgrund des wegen der benötigten sehr niedrigen Grenzfrequenz recht lang andauernden Einschwingvorgangs der aktiven Offset-Kompensation verursacht sie beim Einschalten des Verstärkers ein nicht tolerierbares Einschaltgeräusch, wenn man auf die Relais am Ausgang verzichten will.

@tiki

Den LM5401 habe ich tatsächlich wegen der einfachen Totzeiteinstellung gewählt. Der aktuelle Aufbau ist zunächst mal als Versuchsschaltung gedacht, um hiermit z.B. auf einfache Weise zu testen, ob ein SODFA gegenüber einem Hysteresewandler unempfindlicher auf verschiedene Totzeiten reagiert. Ob das wirklich der Fall ist, muß ich noch prüfen.
Ansonsten ist das Schaltverhalten zumindest auf den ersten Blick sehr gut und es ist für mich fraglich, ob der HIP2100 zu einem effektiv besseren Ergebnis führt.

Die Ausführungen von Zucker zu Limitern mit LDR habe ich noch nicht gelesen. Ich habe LDRs zu diesem Zweck aber schon früher mit besten Ergebnissen eingesetzt. Für die Information, wo die Ausführungen von Zucker zu finden sind, wäre ich trotzdem dankbar.

Was U504A angeht, so ist der AD8066 hier tatsächlich etwas langsam. Es steht zwar so im ( vorläufigen ) Schaltplan, im Versuchsaufbau habe ich hier aber den LT1361 mit immerhin 800V/us eingesetzt. Das Ausgangssignal sieht gut aus. Den AD8066 habe ich noch nicht ( 6 Wochen Lieferzeit! ) und ist hauptsächlich für den Integrator vorgesehen.
Eine Integration der Ausgangsspannung vor dem U504A halte ich nicht für sinnvoll, da seine Ausgangsspannung ja auch die Schaltschwellen für den Komparator bestimmt. Eventuell werde ich hier einen noch schnelleren OP einsetzen.

Hallo Beobachter,

Als Limiterschaltung verwende ich die Optokoppler von Silonex, NSL-SR3 http://de.farnell.co...ty=1&specialorder=on
Man kann die Dinger mit ihrem LDR dirket in den Signalzweig gegen Masse einbinden ohne das das Signal eine Verzerrung erleidet.
Schaltbild LED und LDR stellen den SR3 264 dar, der Rest dürfte nicht von interesse sein, hab aber kein anderes Schaltbild geladen.

viele Grüße

Zur Kernfrage:
http://www.diyaudio....id=611008#post611008
Gruß, Timo

@ tiki

Ein Eisenpulver-Kern, auf den ich schon einmal hingewiesen habe.
Mit dem habe ich bisher die besten Ergebnisse gehabt.
Den gibts bei Reichelt.
Er wird auch in der IRF-Schaltung benutzt.

@tiki

Vielen Dank, dass Du mich nochmal an den HIP2100/2101 erinnert hast. Der LM5104 ist zwar in Bezug auf die Schaltgeschwindigkeit vergleichbar, der Einstellbereich für die Totzeit ist aber eher für Schaltnetzteile und weit weniger für PWM-Verstärker optimiert. Selbst bei dem minimal zulässigen Wert für den die Totzeit bestimmenden Widerstand, liegt diese immer noch bei ca. 70ns. Der für PWM-Verstärker interessante Bereich liegt jedoch zwischen etwa 15ns bis max. 50ns. Hier liegt mit Sicherheit die Ursache für den "leichten" Überschwinger auf meinem Rechtecksignal.

@Ampericher

Ich möchte Dir nicht auch noch vorwerfen, dass Du lötfaul bist, aber Du bist bisher der Einzige, der eine fertige Ringkerndrossel mit Eisenpulver-Kern und eine fertige Luftdrossel hat. Es kann doch nicht so schwer sein, beide Drosseln mal gehörmäßig auch über 200Hz zu vergleichen. Für den Anfang dürfte es doch schon genügen, den Vergleich in Mono durchzuführen.

Och Mönsch, laß ihm doch seinen Stiebel.

Wieder diy-Forum (JohnW): die Totzeit sollte im Sinne minimaler "Übernahmeverzerrungen" und minimaler "off-time" (quasi tristate) nur soweit verlängert werden, daß die shoot through-Verluste gerade noch tragbar sind.
Wenn man den 2100/2101 mit einer Totzeit versehen will, muß das leider extern geschehen, ich würde auch nicht unbedingt die Eingangstrigger der Treiber dazu nutzen, sondern einen dedizierten Komparator einsetzen. Das dürfte zu stabileren Schaltpunkten und damit zu geringerem (durch Jitter hervorgerufenem) Rauschen führen.

Gruß, Timo

@ Beobachter

Lötfaul oder nicht, z.Z. ist meine rechte Hand nach einer OP in Gips.
Kann grade mal so die Tastatur bedienen und essen.
Zieht sich noch etwas hin.
Sorry

tiki schrieb:

Zur Kernfrage: http://www.diyaudio....id=611008#post611008 Gruß, Timo

Gleich mehrere Kernfragen, würd ich sagen. Das mit den Totzeiten ist auch sehr aufschlußreich. Also, FET's schnell aus und lieber ein bisschen langsamer einschalten, und lieber ein bisschen Querstrom einhandeln als zu weit weg davon, wenn ich alles richtig verstanden habe.
@Ampericher
Welchen Kern hast du genommen? Mit den Berechnungen auf S. 10 in http://www.amidon.de/katalog.pdf komme ich allerdings überhaupt nicht zu recht. Da stehen ja keine Maßeinheiten dran. Kann mir die mal jemand erklähren?

Tillg

@Ampericher

Wünsche Dir baldige Genesung. Hast Du nicht einen Bekannten, den Du als kostenlosen Lötassistenten verpflichten kannst?

@tiki

Einen zusätzlichen Komparator zur Generierung der Totzeit möchte ich allein schon aus Platzgründen ( Steuerplatine 30mm x 60mm ) vermeiden.
Die Eingänge des HIP2100 sind CMOS-kompatibel und die des HIP2101 TTL/CMOS-kompatibel. Mehr Informationen geben die Datenblätter nicht her.
Was kann Deiner Meinung nach ein zusätzlicher CMOS-Schmitt-Trigger, was der HIP2100 nicht kann?

@tiki

Habe mir die Datenblätter von HIP2100/2101 noch mal genauer angesehen. Offensichtlich haben beide keine Schmitt-Trigger-Eingänge. Der HIP2100 hat zwar eine Hysterese von 0.4V, ist aber zur direkten Ansteuerung über den LT1016 nicht brauchbar, da die Schaltschwellen bei 5.4V/5.8V liegen. Der HIP2101 hat die Schaltschwelle bei 1.65V, aber ohne Hysterese, sodass hier in der Tat bei einer verzögernden RC-Beschaltung an den Eingängen ein Jitter entstehen muß.

Es bleiben also zwei Möglichkeiten:

1. HIP2101 mit vorgeschaltetem HC-MOS Schmitt-Trigger.

2. IR2011S, dessen interne Totzeit von 20ns in Verbindung mit dem IRFB23N15 nach IRF bereits eine optimale Kombination darstellt.

Zweimaliges Abschmieren von XP durch Test eines RS232 zu USB Adapters führte zu Verzögerungen in meiner Antwort.

Genau aus dem gleichen Grund, weshalb Du nicht die HIPs als Trigger verwenden möchtest, würde ich auch keine CMOS-Gatter ernsthaft in Erwägung ziehen. Es funktioniert generell mit HC-, nicht so gut mit HCT-Gattern, weil Letztere zur Ub asymmetrische Schwellen haben. Mir wären allerdings die definierten und hoffentlich konstanten Schwellen eines amtlichen Komparators, möglichst mit niedrigem Rauschen (wenn spezifiziert) und niedriger (Kurzzeit-)Offsetdrift sicherer. Die Schwankungen der Schwellen gehen direkt in die Pulsweite ein, genau wie die des "Integratorfolgekomparators" und haben damit direkten Einfluß auf das Geschehen im Lautsprecher. Gemessen habe ich da nichts Seriöses, ist bloß meine einzelne Erfahrung aus dem 1st-order-loop-Versuch.
Gruß, Timo

Dieser http://www.diyaudio....id=611292#post611292 und dieser http://www.diyaudio....id=611680#post611680 Link mit den jeweils darauffolgenden waren für mich interessant.
Gruß, Timo

@ Tillg

Den Kern findest Du bei Reichelt.de, unter passive Bauteile.
Typ: T 106-2
Beim Anklicken des Artikels kommt dort auch ein Link
zum Downloaden des Datenblattes von Amidon.

Über die Angaben bei Amidon, bezüglich der Windungszahlen, bin ich auch gestolpert.
Passt irgendwie nicht.
Ich habe dann die benötigte Windungszahl mit einer
RCL-Brücke ermittelt.

@tiki

Hallo Timo,

Was hälst Du von der folgenden Schaltung?

http://img212.exs.cx/img212/6756/totzeitms70rc.jpg

Ich frage mich allerdings, ob sich der Aufwand gegenüber der einfacheren Lösung mit IR2011 wirklich lohnt.

Andererseits: Von nichts kommt nichts - schon gar nicht ein guter Klang!

Gruß, Stefan

Nur als Hinweis: Ist es möglich, daß Du die Grafiken vor dem upload in GIF wandelst (z.B. mit IrfanView, schnell, einfach, kostenlos). JPG erzeugt häßliche Artefakte an den Kanten, insbesondere bei der Schrift, ist eben besser für Farbverläufe, speziell für Fotos geeignet.

Sieht schon viel besser aus!
Bei 6µA Biasstrom würde ich den Referenzspannungsteiler hochohmiger machen, auch um eine bessere Filterwirkung von R4||R5 mit C1 zu erreichen. Möglicherweise entstehen es durch Querströme in den schnellen Ausgangsstufen der Komparatoren drops auf der 5V-Leitung, die die referenz stören können. Auf ein mV mehr oder weniger stationären Versatz durch Ibias*R4||R5 kommt es wegen der recht großen Hysteres hoffentlich nicht an. Außerdem ist wegen Uamax. von U1 ~3,5V bei 10mA Last keine exakte Symmetrie der Referenz zur Betriebsspannung nötig, hier wäre vielleicht eher eine (einfache) Konstantspannungsreferenz angebracht.

Mit der Rückkopplung erhöht man die Verzögerungszeit der Komparatoren merklich, weißt Du sicher. Naja, U2 ist ja schon ordentlich schnell.

D3 sollte ein niedriges Cj haben, vielleicht ist hier Schottky eher kontraproduktiv. Wenn diese auch noch z.B. gegen +/-Ub vorgespannt werden, ist Cj noch kleiner, mehr Schutz als max. +/-Ub (+Uf natürlich) am Eingang ist kaum nötig. Laut Datenblatt gibt es bei Überschreiten des CM-Bereiches durch nur einen Eingang kein phase reversal o.ä.
Oder alternativ je zwei normale Si-Dioden in Reihe, wenn sich Cj sonst als zu groß erweist?

Mehr finde ich nicht auf Anhieb.

Gruß, Timo

tiki schrieb:

...Ist es möglich, daß Du die Grafiken vor dem upload in GIF wandelst...

Du meinst gleich als .gif ausgeben. Wenn sie schon mal .jpg sind wird's nicht besser.
Wenn das so nicht geht, dann als .bmp oder .tif(f) ausgeben und dann in .gif umwandeln (geht bei XP sogar mit Paint).

Gruß Tillg

@Ampericher
Ich meine nicht die Berechnung der Windungszahl mit dem AL-Wert. Die ist N = 100 * sqrt( L[µh]/Al[µH/100Wdg] ). Im Katalog ist das ein bischen schwer zu lesen. Mann könnte meinen, es sei die 100ste Wurzel.
Ich meine die Berechnung der Leistungsdaten auf S. 10. im Katalog
Also: welchen Kern (Größe, Material ist schon klar) für welche Leistung und bei welcher Frequenz. Was ist z.B. mit E=Spannungsabfall gemeint, und was haben die Werte für Einheiten?

Gruß Tillg

Guten Morgen!

Ihr seht schon, ich kann kaum noch schlafen, so hat es mich gepackt.
Alles fing damit an, dass ich eine Serie von Familienfeiern hatte, und meine guten alten BR25-Boxen für den Garten den Geist aufgegeben haben. Die Sicken wie von Motten zerfressen, rund rum. Hab ich mir bei Conrad n paar neue Teile gekauft wo 100W dran stand, für €40. Ich weiß, sooo blöd kann man eigentlich nicht sein. Es war / ist die Katastrophe.
Hab ich mich also im www umgekuckt, was es alles gibt. Auch gleich bei Verstärkern. Und so bin ich also zufällig hier kleben geblieben. Mit Verstärkern habe ich mich das letzte mal vor über 25 Jahren beschäftigt (zu den besagten Feiern gehört eben auch Silberhochzeit), und mit class-D dabei auch nur am Rande. Ich bin also völlig unbelastet und habe eigentlich kaum Ahnung.

Immer noch beseelt von dem Gedanken das Netzteil einzusparen, habe ich weiter über die Variante nachgedacht, das Schalten auf der Netzspannungsseite zu machen. Diese Gedanken habe ich aber jetzt zu den Akten gelegt. Nicht weil ich Angst vor der Spannung habe, sondern weil ich nicht herausfinden kann, wie es gehen soll.
Variante zwei getrennte Durchflusswandler:
Nach allem, was ich inzwischen über Schaltnetzteile gelesen habe, sollte man bei denen ein Tastverhältnis von 50% t_on nicht überschreiten. Bleibt für einen PWM nur, beide zwischen 0 und 50% zu regeln. Da hat man denn automatisch ein Haufen Totzeit übrig. Abgesehen davon, dass es dann mit dem SODFA-Prinzip schwierig wird, ist das für den LC-Tiefpass auch nicht gut.
In Timos Link Zur Kernfrage war gut beschrieben, dass und warum man den Tiefpass am Eingang niemals „loslassen“ darf. Das geht hier aber überhaupt nicht.
Und auch wenn man keine Totzeit hätte, wie bringt man die Signale aus den 2 Trafos in die Filterspule? Mit Dioden? Mir fällt da nichts ein.
Variante ein Trafo:
2 Durchflusswandler mit einem Trafo geht nicht, es wird einer, im Gegentakt. Und wenn man da das Tastverhältnis ändert, dann will man aus Sicht des HF-Trafos einen Gleichspannungsanteil übertragen. Genauer gesagt ist es die NF, mit ihrer ganzen Leistung und mit ihrer f_gu. Das hat Beobachter schon klargemacht.
Aus dem gleichen Grund könnte es auch mit Treibertrafos zur Gate-Ansteuerung schwierig werden. Obwohl, wenn ich jetzt noch mal drüber nachdenke, könnte es ja doch gehen?

Bleibt also nur das Netzteil (auch nicht schlimm), oder alles an die Netzspannung. Aber dazu hab ich die passenden Lautsprecher nicht.
An der Brückenschaltung stört mich am meisten der Differenzverstärker vor dem Integrator (U504A). Mit 2 Integratoren hätte man 2 unabhängige SODFA’s, auch nicht gut, oder?
Das Problem mit der Ansteuerung und Versorgung der Treiber steht natürlich dagegen (gegen Halbbrücke).

@Timo:
Meinst du wirklich, dass ein 74HC oder AC jedes Mal wo anders schaltet? Ich glaube das nicht. Auch wenn man nicht genau weiß wo er schaltet, es dürfte aber immer an der gleichen Stelle sein und so kein Jitter machen.

Viele Grüße und @Ampericher: gute Genesung
Tillg

@ Tillg

Um wirklich in Sachen Kern optimal beraten zu werden,
solltest Du bei Amidon anrufen.
Telefon Nummer ist im Katalog angegeben.

Und Danke

Das Hauptproblem bei einer Vollbrücke ist nach meinen neuesten Erkenntnissen weniger der benötigte Differenzverstärker in der Rückkopplung, sondern vielmehr die richtige Masseführung!

Schon der LT1360 ( 800V/us, GB=50MHz, 9nV/SrtHz ) ist hier zu einer sauberen Differenzbildung in der Lage.

Eine weitere Steigerung der Präzision wäre mit dem LT1818 ( 2500V/us, GB=400MHz, 6nV/SrtHz ) zu erreichen.

Problematisch sind aber parasitäre Masseströme, die das Ausgangssignal des Differenzverstärkers verformen können.

Wie man sehen kann, habe ich bei meinem Layout größten Wert auf eine gute Masseführung gelegt, was aber immer noch nicht ausgefeilt genug ist.

Ich bin noch dabei, die Effekte zu untersuchen und werde später eine genaue Analyse dazu abgeben.

@Tillg

Man kann einen Flußwandler (man braucht tatsächlich zwei, mit jeweils eigenem Trafo, deren Ausgänge über Dioden verkoppelt sind) mit fast beliebigen Tastverhältnissen betreiben, also weit über 50% hinaus. Das ist Wandler-Praxis.

In der Totzeit muss nur das Magnetfeld wieder abgebaut werden. Dieser Abbau geschieht am schnellsten, wenn man den Ausgangstrafo mit seiner Windungs- bzw. einer Zusatzskapazität frei ausschwingen lässt. Es entsteht eine positive Halbwelle mit hoher Spannung und mit der Eigenfrequenz des Ausgangskreises. Beim Beginn der negativen Halbwelle leitet die Inversdiode des FETs den Magnetfeldinhalt an die Stromquelle zurück. Nach diesem Printzip arbeitet jede Transistor-Horizontalablenkstufe in CRT-TVs: langsamer Strahlhinlauf, schneller Strahlrücklauf.

Während der positiven Totzeit liefert der andere Wandler die negative Halbwelle.

Ich bin weiterhin absoluter Fan dieser Netzteileinsparung.

Beobachter (#531) schrieb:

Der für PWM-Verstärker interessante Bereich * liegt jedoch zwischen etwa 15ns bis max. 50ns.

* der Totzeit

Beobachter (#540) schrieb:

Ich frage mich allerdings, ob sich der Aufwand gegenüber der einfacheren Lösung mit IR2011 wirklich lohnt.

Wenn ich mir den IR2011 ansehe, fallen mir die Zeiten DM1 und DM2 auf. Da sie von 5..20ns angegeben sind (und nicht von 0) und auch nicht +/- dasteht, sieht es mir so aus, als ob der obere Schalter gegenüber dem unteren immer verzögert schaltet. Das ergäbe unterschiedilche Totzeiten bis zu 40ns. Die Differenz zwischen t_on und t_off liegt aber typisch nur bei 5ns. Mit kommt das alles ein bischen komisch vor. Der HIP2101 sieht auf jeden Fall symmetrischer aus, jedenfalls im Datenblatt.

Tillg

Rumgucker schrieb:

@Tillg Man kann einen Flußwandler (man braucht tatsächlich zwei, mit jeweils eigenem Trafo, deren Ausgänge über Dioden verkoppelt sind) mit fast beliebigen Tastverhältnissen betreiben, also weit über 50% hinaus.

Na gut, aber wie bekomme ich mit den Dioden die 2 Spannungen (eine positiv und eine negativ) zusammen auf die Drossel im LC-Tiefpass? Ich kann ja nichr 2 Drosseln dafür nehmen.

Tillg

Der eine Fluß-Wandler erzeugt die postive Halbwelle. Die Diode verhindert, daß er während der Magnetfeldvernichtung belastet wird.

Und der andere Wandler erzeugt die negative Halbwelle.

Die Anode von der einen Diode wird also mit der Kathode der anderen Diode verbunden und dieses dann mit dem Eingang des ganz normalen LC-Tießpaß des SODFAs verbunden.

2 Eingangstrafos, ggf. reicht sogar einer!
2 FETs
2 Ausgangstrafos, ggf. mit zusätzlicher Umschwingkapazität
2 Schottky-Ausgangsdioden

Statt konventionellen FET-Schaltern hat man also zwei Power-Impulsquellen.