Audiophiler Class-D Verstärker

Captain, du musst das schon clickbar verfügbar machen, sonst clickt das keine Sa.. ahm Mensch an!
Ich bin auch gerade zu faul dazu ...

Heureka! Nach langem ermüdendem Simulationskampf der erste UcD-Amp mit moderater Schaltfrequenz ( 600kHz ) und einem überzeugenden Ergebnis. Die Schaltung kombiniert moderne mit klassischer Schaltungstechnik:

http://img240.echo.cx/img240/260/ucddiff1asc0aj.jpg

Der Ausgangsoffset ( bei UcD nicht unkritisch ) lässt sich präzise mit V7 ( in der Realität ein einfacher Spannungsteiler mit Poti ) einstellen. Als Eingangsdifferenzverstärker empfiehlt sich ein MAT02 o. ä. Die Schaltfrequenz lässt sich über R8, R12 und I1 in gewissen Grenzen noch variieren. Als Beweis, dass das ganze auch stabil arbeitet, zunächst die Wiedergabe eines 5kHz-Rechtecks mit 20Vss. Die Anstiegszeit des Eingangssignales dafür ist 4ns. Die Eingangsstufe hat es „geschluckt“, das Ausgangssignal sieht so aus, wie es aussehen sollte:

http://img240.echo.cx/img240/267/ucddiff15krasc4rw.jpg

Die -90dB für K3 wurden nicht ganz geknackt, aber -88.6dB sind ja wohl auch nicht zu verachten:

http://img240.echo.cx/img240/8573/ucddiff1100wfft8lw.jpg

Man kann nun ernsthaft darüber nachdenken, mit dieser Schaltung einen praktischen Versuch zu starten. Die 2N5210 kenne ich übrigens nicht, habe einfach die erstbesten NPNs aus der Bibliothek gegriffen, die mir nach den dort angegebenen dürftigen Daten brauchbar erschienen. So gut wie ein MAT02 sind sie ganz sicher nicht.

@Spotnick

Die 2N5551/5401 gibt es auch in SOT23. Die heißen dann MMBTxxxx. Hersteller ist ( glaube ich ) Fairchild.

@Spotnick
Da gibt es leider auch nichts zu clicken. Der Threat bezieht sich auf
http://hifi-forum.de...791&postID=1996#1996

Die Schaltung könnte Rumgucker gefallen

Bipolarfreunde aufgepasst:
75 Watt an 6 Ohm mit je 10 kleinen SMD-Schalttransistoren, keine Fantasiemodelle, "bescheidene" OP's, Aussteuerung bis gut 80% +/-Ub, lockere +/-35 Volt Ub, 56ns Steigzeit, Umladestrom 9A/100ns, k2 dominant und 0.03%, keine HF-Reste auf der Leitung, Trägerfrequenz zwischen 260kHz und 500kHz, Ra und PSRR wie gehabt PWMA-typisch ...
Einer der Tricks: Absenkung des Emitterpotentials über eine Schottkydiode, passives Sperren über ebendiese ...
http://www.die-webto...79ac11efe01cdcc0.gif

Sander schrieb:

Meine verarbeiting von die TDA8939 ist richtig, ich habe es jetzt controliert mit die application note von Philips, sie konnen er hierunter downloaden, das BTL schaltung gibts es am pagina 13. TDA8939 datasheet http://www.semicondu...sheets/TDA8939_1.pdf

Auf Seite 13 ist der Amp mit unsymmetrischer Betriebsspannung dargestellt. VSSD und CGND liegen an VSSP. So steht es auch auf Seite 9, wie ich es bereits zitiert habe:

Leider steht nur für V_CGND im Datenblatt: common ground reference voltage / asymmetrical supply / 0 V, was für mich bedeutet bei symmetrical supply voltage eben V_P-.

Und mit V_P- meine ich VSSP. Ich habe nirgends etwas anderes gefunden zur symmetrischen Versorgung. Das Gleiche gilt für VSSD.

Es heißt zwar zu CGND: "common ground, reference ground for diagnostic, enable and
power-up", was sich anhört wie ein Ausgang, aber in der Applikationsschaltung ist es auf GND (=VSSP) gelegt. Und es steht nirgends, dass es anders sein darf.
Und VSSD heißt einfach "negative digital supply; reference ground digital circuits. The VSSD pin should be connected to VSS voltage in the application. Internally the VSSD pin is connected to the VSSAx and VSSPx (e.g. VSSA1 and VSSP1) via an ESD protection diode.".
Da kann ich auch nicht viel mit anfangen. Das Datenblatt ist äußerst dürftig.

Tillg,

Alright, I thought you referred to the my first schematic. But don't worry, 10-pcs TDA8939 are on the way as is a full developer kit from Philips which has all the details on how to implement this IC properly. I should receive it somewhere next week and will of course let you know when it arrives. In the meantime how about a simulation of my UcD concept?

Best regards,

Sander Sassen
Hardware Analysis

@ Sander:

Ich habe leider im Moment keine Zeit irgendetwas zu simulieren. Es klemmt etwas bei meiner eigentlichen Arbeit. Am Montag fahre ich eine Woche zu einer Dienstleistung (for a job) nach Basel, und ich muss noch einiges tun, damit meine Software bis dahin ordentlich läuft.
Dein RC-Netzwerk vor dem Komparator kommt mir schon etwas seltsam vor. Zwischen der Rückleitung und dem Komparatoreingang liege 2 Tiefpässe, die die Phase zusätzlich drehen. Besonders der zweite aus 8k2 (||1k8) und 3n9 ist recht heftig dimensioniert. Das sieht nicht nach UcD aus. Was die restlichen Teile in der Mitte machen sollen, habe ich überhaupt noch nicht begriffen. Wie bist du auf diese Schaltung gekommen?

@ Beobachter:

Du kennst dich mit UcD doch neuerdings recht gut aus. Könntest du dich der Sache mal annehmen (oder auch jeder andere). Es geht um http://hardwareanalysis.com/images/articles/large/11535.gif. Ich finde den TDA recht vielversprechend für moderate Leistungen. Damit könnte man einfache Schaltungen, wie sie Rumgucker haben will, hinbekommen (allerdings 24 SMD-Pins mit 1mm Abstand).

Nun aber...

http://www.die-webto...7bf44acc2f807177.jpg

Man kann (muß aber nicht) zwei Zener-Dioden parallel zu GS schalten.

Schwingen tut er einwandfrei... wollen mal sehen, wie er klirrt.

@ Rumgucker:

Na das ist mal nicht übel und erst mal auch schon einfach.

Wenn ich trotzdem ein Problem ansprechen darf:
Jetzt musst du beachten, das ein MOSFET zwischen Gate und Source nur etwa 20V verträgt, in beide Richtungen. Darüber ist bei MOS das O zwischen M und S gefährdet. Auch wenn’s nur Nanosekunden sind.
Es wirkt dafür natürlich nur das kurze Stück an der Spule, und der FET öffnet auch ziemlich schnell, um dem Spannungsanstieg entgegenzuwirken. Es kann also durchaus prima funktionieren, ich weiß es nicht. Aber beachte bitte in der Simu unbedingt die U_GS.

Wenn du selbst auch darauf gekommen bis und es schon abgecheckt hast, möchte ich mich für diesen trivialen Hinweis herzlichst entschuldigen.

Rumgucker, deine Schaltung sieht ersteinmal wohltuend "andersartig" aus ... (!)

Detailvorschlag, falls du selbst noch nicht darüber nachgedacht hast: in die Gateleitung einen Widerstand plus paralellgeschalteter Abschaltdiode aufnehmen, der den zerstörerischen Spitzenstrom über der Zenerdiode begrenzt, die zwischen Gate und Source geschaltet werden muss, um den Fet gegen eventuelle Überspannung zu schützen (die für das Gate negative Spannung über L2, wenn M2 schaltet bzw. die positive Selbsinduktionsspannung beim Abschalten von M2/Einschalten von M1, klar ...). Sein Wert bestimmt einerseits die Belastbarkeit der Z-Diode bzw. deren Typ*, andererseits beieinflusst er die Schaltzeiten des Fet - wie weit man da gehen kann, müsstest du anhand der Drain und Sourceströme im Nulldurchgang überprüfen (bis jetzt hatte ich ohne besondere Massnahmen hier jedesmal mehrere 100 Ampére Kurzschlussströme ...). Um Symmetrie herzustellen, müsste wahrscheinlich dann auch der untere Fet ebenfalls mit einem R (plus ||-D) beschaltet werden. Aber vielleicht kann L2 ja auch so dimensioniert werden, dass (strom-/lastabhängig?) nicht mehr als ca. +/- 10...15 Volt entstehen.
*je höher die Wattleistung, desto länger die Schaltzeit (bis die Z-Diode "lawinenarig durchbricht"), desto geringer der Schutz des Mosfet (ev. mehrere "schnelle" paralellschalten)
PS, trotz Versuchsstadium: Die offene Schleifenverstärkung ist hoffentlich nicht zu niedrig, um steile Schaltflanken und niedrige Verzerrungen zu erreichen? (ev. einen Rail-To-Rail-OP an die 10V-Versorgung klemmen und damit den Gegentakttreiber der Fets über getrennte- oder einen gemeinsamen Basiswiderstand ansteuern)
PPS: so langsam werden deine Schaltpläne übersichtlich und ohne Verrenkungen lesbar (vielleicht noch die Massebezüge nicht mit Leitungen-, sondern einfach mit Massesymbolen herstellen ...)

@Rumgucker

Wenn das wirklich funktionieren sollte, die MOSFETs das also auch in der Praxis überleben sollten, schlage ich dich für den Nobelpreis vor! Wenn diese Art der Ansteuerung des oberen MOSFET schnell genug, sicher und ohne zu große Schaltverluste läuft, gibt es ja auch noch ein großes Verbesserungspotenzial, wie Spotnick schon angedeutet hat. Als absolute low-cost-Version wäre DIESE Prinzipschaltung kaum zu schlagen!

Rumguckers Rechner simuliert noch eine Weile, ungefähr so:

Mal großes Lob an Euch!

Genau SO stelle ich mir ne entspannte Diskussion vor

@Tillg: ich hatte das ja mit den Z-Diode erwähnt. Die können, aber sie müssen nicht. Die EIngangskapazität des CMOS bildet mit der kleinen Spulenanzapfung (noch besser waren 500 nH) einen schnellen Sinus-Schwingkreis, den man super per Anzapfung auf 10V einstellen kann.

@Spotnick: ich habs mühelos auf unipolar umgesetzt. Das mit der schonmal extra geführten Masseleitung geht Richtung "Ersatz des Differenzverstärkers".

@Beobachter: es ist erstmal nur eine Idee, um von der Chipsteckerei wegzukommen. Genaugenommen hat auch Putzeys nur relativ stur rumgesteckt,.. nämlich diskrete Transistoren.

@All: ich hab - wie gesagt - das Schaltungsprinzip eben auf bipolar umgerüstet.

http://www.die-webto...c18651e153fbd279.jpg

Es schwingt genauso super. Die Schleifenverstärkung hab ich etwas hochgesetzt. Leider komm ich aber mit den Transistoren nur auf 250kHz, ich konnte sogar das Lead-Netzwerk ganz weglassen.

Ich brauch mal nen guten Tipp für die Endstufentransis:

1. überall handelsüblich, nicht über 50 Cent
2. Spice-Model muß auffindbar sein
3. mind. 10A, 80V
4. möglichst geringe Uce @10A
5. möglichst schnell

..oder zwei kleinere... aber bitte nicht 10 Stück.

@Rumgucker

Warum bleibst Du nicht bei den MOSFETs? Die Dinger kosten heute auch nichts mehr! Ganz schnelle Bipolare sind immer noch langsamer, als 0815-MOSFETs und schon wieder teurer.

Interessante Idee!
Außerdem kommt bei den BJTs hinzu, daß mit steigenden Strömen das hfe sehr stark abnimmt, selbst bei den guten Zetex. Ich vermute auch, daß man sich mehr Probleme an den Hals holt, als die vielleicht 50 gesparten Cent wert sind. Für kleine Leistungen gibt es auch kleine FETs.
Gruß, Timo

Spotnick schrieb:

je höher die Wattleistung, desto länger die Schaltzeit (bis die Z-Diode "lawinenarig durchbricht"), desto geringer der Schutz des Mosfet (ev. mehrere "schnelle" paralellschalten)

Ist der TK einer Z-Diode positiv oder negativ? Ich habe ihn negativ in Erinnerung, kann mich da aber irren.
Bei parallel macht eventuell auch nur eine die Arbeit, und wenn der TK negativ ist, dann erst recht.

Hier ist aber die Zeit, in der die Z-Diode ableiten muss, extrem kurz (im Gegensatz zur vorigen Schaltung), da der FET ja sehr schnell übernimmt. Jedenfalls beim Einschalten. Beim Ausschalten hat man dafür nur die Flussspannung (ich denke, man benötigt nur eine Z-Diode). Es ist also weniger eine Frage der Verlustleistung, als viel mehr des Spitzenstromes, den die Diode verträgt.

@Beobachter: seit gestern weiß ich auch endlich, warum damals meine Totem-Pole MOS-high-side bei Dir in der Praxis so elendiglich langsam lief. Es lag nicht an mangelnder Stromverstärkung des bipolaren Ladetransistors sondern einfach daran, daß sein (hochohmiger) Basiswiderstand die ganze Millerkapazität des low-side-MOS mit aufladen mußte.

Wünsche ans Projekt:

1. Leistungsstufe ohne IC-Gestecke, billig und gutmütig. Extrem guter Wirkungsgrad ist m.E. nicht so extrem wichtig.

2. Ersatz des Brücken-Differenzverstärkers. Ich vermute, daß auch der SODFA-Modulator "differenztauglich" ist. Wir sollten mal überlegen, ob der ni-Input des Integrators und der i-Input des Komparators wirklich zwingend auf Masse liegen müssen.

3. ....oder Prüfung, ob eine Halbbrücke mit Differenzverstärker zur Ausregelung des wandernden Nullpunkts zwischen den beiden Sieb-Kondensatoren Vorteile bringt (ich hab mein Schaltbild darauf schon vorbereitet).

Beobachter schrieb:

@Rumgucker Warum bleibst Du nicht bei den MOSFETs? Die Dinger kosten heute auch nichts mehr! Ganz schnelle Bipolare sind immer noch langsamer, als 0815-MOSFETs und schon wieder teurer.

Spotnick steht auf bip., der Rest steht auf neumodische unis. Was haltet Ihr von Relais?

@Rumgucker

Wie wärs mit Hochleistungs-LDR-Optokopplern? Die haben garantiert das absolut schlechteste Verhältnis von Geschwindigkeit/Preis!

OK Rumgucker, wenn’s auch ohne Z-Diode geht, um so besser. Von Bipolaren würde ich aber auch abraten, oder wenn schon, dann Darlingtons.

Die EIngangskapazität des CMOS bildet mit der kleinen Spulenanzapfung (noch besser waren 500 nH) einen schnellen Sinus-Schwingkreis, den man super per Anzapfung auf 10V einstellen kann.

Zeig doch mal, oder stell die .asc ins Netz, und was man noch braucht (s_afbjt.lib?).

Rumgucker schrieb:

Genau SO stelle ich mir ne entspannte Diskussion vor

Das ist ganz einfach subjektiv. Das kommt nur daher, dass du jetzt entspannt bist / sein darfst (ehrlich). Wir waren eigentlich immer entspannt. Du konntest es nur nicht merken.
Um dich wieder etwas zu spannen: Findest du deinen C1 nicht ein bisschen klein? Du hast uns mal was von HF-Dreckschleudern erzählt.

@SSassen

Deine UcD-Schaltung wird so nicht funktionieren. R22/C14, R24/C15, R13/C10, R14/C11, sowie C8 und C9 ( keine Sorge, es bleibt noch was übrig ) sind überflüssig und stören die Funktion. Die NF-Verstärkung wird in der Hauptsache bestimmt durch R17/R10=R21/R11, die Schwingfrequenz durch das delay der Schaltstufe, die Dimensionierung des LC-Filters und die lead-Kompensation über R15/C12 und R16/C13.

Für eine NF-Spannungsverstärkung von ca. 20:

R10, R11 = 470R, R17, R21 = 10k, C12, C13 = 220p, R15,R16 = 1k5 bis 4k7

Je größer R15 und R16, desto niedriger die Schaltfrequenz. Wenn R15 und R16 aber für eine ausreichend niedrige Schaltfrequenz ( die die Schaltstufe noch verarbeiteten kann ) deutlich größer werden, als etwa 1/5 von R17 u. R21, steigen die nichtlinearen Verzerrungen.

@Tillg

Das Problem der Opposition hier im Thread ist folgendes: im Gegensatz zu Beobachter machen wir eben keine "Fingerübungen". Dadurch sind wir easy angreifbar. Es nervt wirklich unglaublich, wenn man gerade ne neue Idee hatte, die womöglich noch nicht ganz ausgereift ist und kaum daß man sie als Anregung reingestellt hat, fallt Ihr drei wie die Geier über einen her.

Ihr seht nicht vordringlich die abstrakte Idee, sondern stürzt Euch auf (gänzlich unwichtige) Details. Ein "gänzlich unwichtiges" Detail war übrigens gestern die funktionverhindernde D6. Wichtig war die abstrakte Idee, daß wir die Spule eines Schwingverstärkers zu seiner eigenen Steuerung ausnutzen.

Ich ging fest davon aus, daß Ihr heute haufenweise Entwürfe hättet, die sich damit befassen. Aber was sah ich? Nix! Ihr (drei) seid sehr unflexibel. Ich will ja nicht ausschließen, daß man ganz zum Schluß auf aufwändige IC-Stöpselein zurückfallt. Meinetwegen. Aber man sollte sich doch zumindest um bessere Lösungen bemüht haben. Udn daß es solche offensichtlich gibt, zeigt uns Putzeys. Nur bitteschön: warum können wir das nicht noch besser, als er? Sind wir zu fantasielos dafür?

Wenn ihr wirklich was für diesen Thread und dieses Forum und für Euer eigenes Profil tun wollt, dann ERFINDET endlich neue Lösungen!!!! Strengt Euren Gripps an.

Mit jeder weiteren dieser elendig langweiligen Chip-Gräber disqualifiziert Ihr Euch und auch dieses Forum. Was meint Ihr, wie es hier abgehen würde, wenn Ihr Euch mal um Alternativen bemühen würdet? Dieser Thread konnte über die Forums-Grenzen bekannt werden.

Es ist DANN doch wirklich nur eine Frage der Zeit, bis Putzeys hier aufschlägt und Beobachter ein Jobangebot bekommt, auf das er bestimmt abfährt. Aber ganz gewiß nicht, wenn Ihr so weiter vor Euch hindrümpelt!

------

C1 ist zu niedrig, weil ich damit versucht habe, den UcD zu beschleunigen. Und Ergebnisse gibts, wenn die sich lohnen. Zur Zeit hinke ich Beobachters Chip-Gräbern noch meilenweit hinterher. Habt Geduld mit einem 300 MHz-er.

Nur mal schnell zwischendurch ...

Wer mit BC327/337 simulieren möchte, kann sich die nachfolgenden und für Spice III (LTspice) aufbereiteten Modelle in ...\lib\cmp\standart.bjt direkt einkopieren (zwischen jedem Modell eine Zeile freilassen), sie stehen dann im Schaltplan über "Pick New Transistor" direkt zur Verfügung.
Und wer sich die Einbindung eines "Subckt" zutraut, kann über
http://www.semicondu...spar/data/BC327.html
bei Philips die gleichen Modelle mit zusätzlicher Modellierung parasitärer Gehäusekapazitäten laden (dann muss jedoch das Subcircuit speziell über die Spice-Direktive definiert/geladen werden)
Achtung - Philips hat irgendwo 337 mit 327 vertauscht!


.MODEL BC337-40 NPN(
+ IS = 7.809E-14
+ NF = 0.9916
+ ISE = 2.069E-15
+ NE = 1.4
+ BF = 436.8
+ IKF = 0.8
+ VAF = 103.6
+ NR = 0.991
+ ISC = 6.66E-14
+ NC = 1.2
+ BR = 44.14
+ IKR = 0.09
+ VAR = 14
+ RB = 70
+ IRB = 0.0002
+ RBM = 8
+ RE = 0.12
+ RC = 0.24
+ XTB = 0
+ EG = 1.11
+ XTI = 3
+ CJE = 3.579E-11
+ VJE = 0.6657
+ MJE = 0.3596
+ TF = 5E-10
+ XTF = 2.5
+ VTF = 2
+ ITF = 0.5
+ PTF = 88
+ CJC = 1.306E-11
+ VJC = 0.3647
+ MJC = 0.3658
+ XCJC = 0.455
+ TR = 2.5E-08
+ CJS = 0
+ VJS = 0.75
+ MJS = 0.333
+ FC = 0.843
+ Vceo=50 Icrating=500m mfg=PH)

.MODEL BC327-40 PNP(
+ IS = 2.077E-13
+ NF = 1.005
+ ISE = 1.411E-14
+ NE = 1.3
+ BF = 449.8
+ IKF = 0.36
+ VAF = 29
+ NR = 1.002
+ ISC = 2.963E-13
+ NC = 1.25
+ BR = 20.92
+ IKR = 0.104
+ VAR = 10
+ RB = 40
+ IRB = 1E-05
+ RBM = 5.3
+ RE = 0.14
+ RC = 0.32
+ XTB = 0
+ EG = 1.11
+ XTI = 3
+ CJE = 5E-11
+ VJE = 0.9296
+ MJE = 0.456
+ TF = 7E-10
+ XTF = 3.25
+ VTF = 2.5
+ ITF = 0.79
+ PTF = 80
+ CJC = 2.675E-11
+ VJC = 0.8956
+ MJC = 0.4638
+ XCJC = 0.459
+ TR = 3.5E-08
+ CJS = 0
+ VJS = 0.75
+ MJS = 0.333
+ FC = 0.935
+ Vceo=50 Icrating=500m mfg=PH)

Ich verwende die s_afbjt_1.lib, hab ich irgendwo von einer Uni geladen. Da ist so allerlei Hühnerfutter drin. Was besonderes sind die BC327/337 wirklich nicht! Nur 45V. Ihr entscheidender Vorteil: ich hab sie im Lager

*************************************************************** * Infineon Technologies Discrete & RF Semiconductors * * SPICE Library Version 5.4 2005-04-18 * * * * This library contains the following Infineon Technologies * * AF-Transistors: * * * * BC327 BC328 BC338 BC338 BC807 BC808 * * BC817 BC818 BC846 BC847 BC848 BC849 * * BC850 BC856 BC857 BC858 BC859 BC860 * * BCP72 BCV61 BCV62 BCW60 BCW61 BCW65 * * BCW66 BCW67 BCW68 BCX58 BCX59 BCX70 * * BCX71 BCX78 BCX79 BDP947 BDP948 BDP949 * * BDP950 BDP951 BDP952 BDP953 BDP954 BDP955 * * BDP956 BF517 BFS17 BSP50 BSP51 BSP52 * * BSP60 BSP61 BSP62 SMBT5086 SMBT5087 SMBT6428 * * SMBT6429 SMBTA05 SMBTA06 SMBTA20 SMBTA70 SMBTA55 * * SMBTA56 * * * * Extracted by: DAnalyse GmbH, Schkopauer Ring 5, Berlin * * * * * * BC368 BC369 BC635 BC636 BC637 BC638 * * BC639 BC640 BCP51 BCP52 BCP53 BCP54 * * BCP55 BCP56 BCP68 BCP69 BCX41 BCX42 * * BCX51 BCX52 BCX53 BCX54 BCX55 BCX56 * * BCX68 BCX69 BF420 BF421 BF422 BF423 * * BF603 BF622 BF623 BF720 BF721 BF722 * * BF723 BF799 BFN16 BFN17 BFN18 BFN19 * * BFN21 BFN22 ..............

Ich habe leider keine aktuellen Datenbücher zum entspannten Durchblättern und Vergleichen, vielleicht sucht ihr die geeignete Typen mal heraus (vor allem komplementäre) und wir schauen, was es an Modellen gibt (insbesondere der Mosfets, die fast ausschliesslich über ein Subcircuit eingebunden werden müssen).

PS: die besten BJT's gibt es nach wie vor als Japantypen, leider habe ich bis jetzt keine Modelle gefunden (Hitachi veröffentlicht wohl einige Modelle, soweit ich mich erinnere)

PPS: mit grösserer Wattleistung, Tillg, hatte ich natürlich an einen "automatisch" höheren Spitzenstrom gedacht ...
(aber das hat sich ja nun - wie vermutet - sehr wahrscheinlich erledigt)

Gibt es im Netz eventuell Daten"bücher", anhand derer man schnell die wichtigsten Werte wie gewohnt durchgehen (und vergleichen) kann?

@ Spotnick:

Nicht gerade zum Durchblättern:
http://www.alldatasheet.com ACHTUNG! Zuerst Sicherheitsstufe im Explorer einstellen: Fragen, wenn Programme installiert werden sollen oder nicht zulassen.

Jetzt erst Hersteller/Subtyp wählen und auf PDF klicken, und dann hinter Download noch mal auf PDF.
Jetzt will er einen Trojaner bei dir installieren. Sollte man abbrechen, geht dann trotzdem.
Dan kriegt man es in einem nicht allzu großen Fenster angezeigt, kann es aber mit dem Diskettensymbol darüber auf die Platte laden.
edit: Da steht dann immer datasheet.pdf, also Namen selbst vergeben

Ansonsten ggf. bei den Herstellern, manchmal mit Selection Guide.

Alldatasheet ist sozusagen einer meiner beständigen Quellen, das Problem ist eben, dass man sich ersteinmal alle pdf's runterladen müsste, um vergleichen zu können. Ich suche, wie gesagt, nach etwas Katalogartigem, in dem man auf den ersten Blick alle wichtigen Parameter erkennt und vergleichen kann.
---

Außerdem kommt bei den BJTs hinzu, daß mit steigenden Strömen das hfe sehr stark abnimmt, selbst bei den guten Zetex. Ich vermute auch, daß man sich mehr Probleme an den Hals holt, als die vielleicht 50 gesparten Cent wert sind.

Das ist mir eindeutig zu kurz gedacht, da eine bipolare Funktionalität in alternativen Schaltkonzepten durchaus ihre Vorteile hat, siehe #2057. Das absinkende Beta könnte sehr wohl in einer Lösung umgangen werden, wie in #2040/#2049 beschrieben, auch wenn das eine sehr spezielle und nicht gerade einfache Lösung darstellt und ich will nicht ausschliessen, dass es derartige Schalttransistoren tatsächlich gibt, um das vielfache Paralellschalten zu umgehen.

*grummel*

Gerade eben hab ich den Simpel-UcD wieder auf MOS zurückgestellt und Spotnicks verbesserte Gate-Beschaltung reingenommen... und nun wieder bipolar...

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Grobe Vergleichslisten findest Du im Conrad-Katalog, Spotnick.

Beobachter,

Du hattest recht, ich habe es falsch verarbeitet, hierunter gibts es die richtige schaltungen, sieht etwas anderes aus, PM mich uber der details bitte. Ich muB mich lernen es erstmal zu controlieren vorher ich es hier auf setze

bridged_tda8939_ucd_003
http://hardwareanalysis.com/images/articles/large/11535.gif

bridged_tda8939_ucd004
http://hardwareanalysis.com/images/articles/large/11536.gif

Mit freundlichen gruBen,

Sander Sassen
Hardware Analysis

Rumgucker, in der Niederlausitzer Rundschau steht vergleichsweise Besseres

Wieso Grummel? Was tut sich denn da, sag' an

PS: ohne irgendeine Funktionskurve, egal wie sie aussieht, kann ich mir nichts vorstellen

@SSassen

Deine Schaltungen ucd003 und ucd004 sind untereinander und zur vorherigen identisch und haben immer noch einen ganzen Haufen Rs und Cs zuviel.

Mr. SSassen,

are you a lucky Cryptic Schematics Painter?
Or a Condenser Seller?

@ Beobachter:
Ne, er hat den Komparator wo anders angeschlossen.
Zu dem vorigen ´die Eingänge, und zwischen den Beiden die Ausgänge.

@Spotnick

Ich frage mich jetzt auch gerade, warum es eigentlich keine bipolaren Power Transistoren gibt, die intern mit vielen parallelen Zellen arbeiten. Ein Ringemitter-T geht ja schon in die Richtung. Vielleicht ist das größte Problem wirklich ein thermisches. Bei MOSFETs sinkt die Gate-Schwellenspannung bei Temperaturerhöhung, sodass eine direkte Parallelschaltung vieler gleicher MOS-Zellen sich in Bezug auf die Stromaufteilung selbst stabilisiert. Bei bipolaren ist es genau anders herum. Bei höherer Temperatur sinkt die erforderliche BE-Spannung für denselben Kollektorstrom. Ohne zusätzliche Emitterwiderstände ist eine Parallelschaltung daher problematisch - auch im Schaltbetrieb.

@Tillg bzgl. ucd003 u. ucd004 von SSassen

Du hast Recht. Was das jetzt schon wieder soll, kann ich beim besten Willen nicht auf die Schnelle nachvollziehen und weiß auch gar nicht, ob ich es nachvollziehen will.

Rumgucker: Multi-Emittertransistoren kenne ich auch nur als grössere Watt-Töpfe von Toshiba, die jedoch allesamt für Linearbetrieb gedacht sind. Eine Alternative wären vielleicht Brückentreiber mit MOS-Treiber und bipolarem Multi-Emitter-Ausgang (wie heißen die Dinger nochmal?).
Zur Stromverteilung jedem Transistörchen jeweils noch ein Emitterwiderstand beizugeben, halte ich für das geringste Problem, die Frage nach dem thermischen Weglaufen und dem damit einhergehenden Secondary-Breakdown bei dt >I, >U ist mit der verhinderten Hotspotbildung zufolge vieler Einzeltransistoren für mich weitgehend beantwortet - IGBT's (genau!) schalten schliesslich auch erfolgreich schnell und verlustarm hunderte von Ampére mit mehreren hundert Kilohertz.

Aber bitte jetzt nicht an Teile denken, wie sie von Elektor verwendet werden!

@ Beobachter

Die Japaner haben solche Komplementär-Endtransistoren gebaut.
Vor etwa 25 Jahren habe ich so etwas schon einmal in einem
Kenwood-Verstärker gesehen.
Da waren 300 Transistoren auf einem Chip parallel geschaltet.
Das war ein langgezogenes Gehäuse, mit 3 Beinen und je einem Befestigungsloch, links und rechts neben dem
Chipgehäuse. Ein Typ grün, ein Typ schwarz.
Diese Transistoren hatten eine sehr hohe Anstiegsgeschwindigkeit.
Kenwood hat damals viel Werbung darum gemacht.
An die Bezeichnung kann ich mich nicht mehr erinnern, beginnen wie viele Japse mit 2SA/2SB,oder so ähnlich.

Siehstewohl, Gutes gab es schon länger, als man glaubt und wartet geradezu darauf, aus dem Dornröschenschlaf erweckt zu werden (die Einzeltransistoren höherer Leistung wurden aber immer besser, und man hat wohl zu deren Gunsten beide Augen beim Schaltungsentwurf zugedrückt, was sich unmittelbar in der Gerätegeneration dieser Jahre klanglich niederschlug).

Übrigens, Ampericher: ich denke, dieser Vorschlag ist nicht Beobachters Ding, du darfst gerne an den passenden Adressaten posten, ich beisse nicht!
---
PS: 300 Stück waren schätzungsweise für verlustleistungsintensiven Linearbetrieb gedacht, überschlägige 5% davon mit modernen Schalttransistoren sollten reichen

Ich hab eben mit Spotnicks Sicherheits-Gate-Beschaltung rumsimuliert. Es bringt nichts.

Auch ganz ohne Beschaltung ist die High-Side völlig entspannt und stabil auf 10V einstellbar, egal, was für Lasten. Vorteil des Autotransformators.

Aber bei großen Lautsprecherspannungen könnte ich mir was vorstellen. Wir sollten die Gatebeschaltung im Auge behalten. Zwei Z's antiseriell zur GS, Vorwiderstand vor G, überbrückt mit Entladediode. Ich werde das im Hinterkopf behalten.

> Zwei Z's antiseriell zur GS, Vorwiderstand vor G, überbrückt mit Entladediode

Das meinte ich doch (ausser der Anti-S-D) zu brauchen ... (Kurzschlussströme, Überspannungen bei Spitzenströmen etc.)

Zweiter Anlauf: Funktionskurven (und wie gesagt: egal wie sie aussehen), solltest du jetzt einfach mal folgen lassen, oder möchtest du alleine weitermachen, Rumgucker?

PS: im Moment habe ich ein Problem mir vorzustellen, wie ein höherer Laststrom (= Aufbau eines höheren EM-Feldes) nicht auch gleichzeitig eine höhere Gegeninduktionsspannung (=Abbau ...) erzeugen sollte

@Spotnick

Ich hab im Moment Kleinkrieg mit der Schaltung! Bitte übt Euch in Geduld.....

P.S. ich hatte nur DEINE Sicherheitsbeschaltung in meinen Worten wiedergegeben.

PS: im Moment habe ich ein Problem mir vorzustellen, wie ein höherer Laststrom (= Aufbau eines höheren EM-Feldes) nicht auch gleichzeitig eine höhere Gegeninduktionsspannung (=Abbau ...) erzeugen sollte

Ich versteh die Schaltung als Spartransformator (Koppelfaktor 1), bei dem nie eine unkontrollierte Induktionsspannung auftauchen kann, weil immer ein Pol in günstiger Weise an einer Betriebsspannung liegt. Mal der linke und mal die Anzapfung. Im Umschaltmoment lädt der Induktionstrom die MOS-Kapazitäten um. Aber eben nur so lange, bis die GS-Schwellspannung erreicht ist und der MOS wieder das Regiment übernimmt. So zeigts jedenfalls die Simulation.

Du hast doch dauernd irgendwelche Ergebnisse - dann lade doch einfach mal schnell was hoch, vielleicht fällt mir/allen Beteiligten dazu was ein ... ?

Nochmal: ein höher Laststrom generiert IMO eine höhere Induktionsspannung im Trafo (egal ob Spartrafo oder galvanisch getrennte, aber induktiv gekoppelte Spulen)

PS: ich hätte eher an antiparalelle Z-Dioden gedacht, um das Gate gegen + und - zu schützen (könnte ja sein, dass die MOS in einem noch unbekannten Augenblick nicht schnell genug sind)

PSS: gerade 2N2219A/2905A durch BC327/337 im Treiber ersetzt: kein Unterschied

Meine Schaltimpulse:

http://www.die-webto...fe434a8324f7e5df.jpg

Die grüne Kurve ist die Spannung am Gate, die blaue die Spannung am Source. Ich verwende ne Spule mit 1.25uH und 20uH. Die Versorgungsspannung beträgt +/- 39V.

Der kleine Überschwinger kommt von einem 50nH-Spülchen in Reihe mit dem linken Ende der 1.25uH-Spule. Dieses Spülchen ist notwendig, weil beim Abschalten des oberen MOS kurzzeitig Strom in beiden Richtungen durch die 1.25uH fließen will.

Keine Kritik, Feststellung: Geschätzte (langsame) 80ns t,on und reichlich nichtlinear (?), t,off sehr schnell (~10ns) mit Überschwinger höherer Güte - wirkt hier ein Tiefpass/Schwingkreis zwischen Spule und Gatekapazität?
Und die Sourceströme im Nulldurchgang?
PS: lass' dir Zeit!

Die Überlappungsströme sind moderat (6As), aber bis diese Schaltung wirklich "fliegt" wird noch viel Wasser die Elbe runterfließen.

Wenn der untere MOS einschaltet, klappt alles wie es soll.

Ich hab keinen Schimmer, warum der obere derart einpennt. So einfach die 2-Bauteil-high-side auch ist... da scheint einiges noch Unverstandenes dahinterzustecken.

So ist das mit den einfachen Lösungen, meist steckt in denen die allermeiste Arbeit!