Endstufenbetrachtungen

Nach mehreren Versuchen hab ich eine fast vollständige Signalkurvendeckung zwischen Eingang und Ausgang hinbekommen.
Durch einige Umstellungen am Pass vor der Basis des 2. Eing. der Diffeing.-Stufe und dem Gegenkoppl.-R vom Ausgang, ist die Deckung im Sinus, sowie auch bei Dreieck gleich. Im X-Y Modus ist eine Gerade zu sehen. Zu dem Zweck, hab ich den Gegenkoppl.R erhöhen müssen, um eine Verstärkung von ca. 31 zu halten, weil der R nach Masse auch angehoben werden mußte. Ansonnsten hätte ein riesen C eingesetzt werden.
Ab einer Freq. unterhalb von ca 12Hz entsteht allerdings eine ganz kleine Elypse. Bei einem Dreiecksignal fängt die Ausgangskurve ab ca. 8Hz an sich zu verziehen. Sie geht in Richtung "eckig".

In welchem Rahmen sollte sich der C halten. (so wie jetzt) R1 1,5K und C1 47µ in Reihe und R2 47K als Gegenkopplung oder (wie es angegeben war) R1 150R und C1 470µ in Reihe und R2 4,7K als Gegenkopplung?

Als Berechnung hab ich T = R x C ; f = 1 /(2pi x T)verwendet.

Da sich bei den angegebenen Werten die Phasenlage erheblich verschob und bei den überarbeiteten eine Deckung vorhanden ist, nehm ich an, daß sich ab einem bestimmten Wert des C1 eine Nachläufigkeit ergibt. Wie müßte die Formel aussehen, um genauer zu werden.



Wie errechnet sich C2 und wofür ist er genau

Die nachfolgende Antwort ist von @ Event erstellt worden.

Hallo zucker,

die Widerstände R2 und R1 stellen den Spannungsteiler der Gegenkopplung dar. Bei der Modifikation solltest du darauf achten, daß das Teilerverhältnis beibehalten wird.

Der Kondensator C1 ist lediglich ein Blockkondensator, der Kondensator C2 bestimmt in der Overall-Gegenkopplung die Übertragungsbandbreite des Verstärkers. Der Widerstand R1 sollte nicht zu groß werden, da er ansonsten mit den Transistoren einen Tiefpass bildet.

Zur Berechnung des Spannungsteilers läßt man in erster Näherung die Kondensatoren außer acht und stellt mit dem Spannungsteiler die Verstärkung ein. Dabei sollte das Teilerverhältnis so sein, daß Kondensator C1 kein Elko mehr sein muß, denn Elkos an dieser Stelle klingen grottenschlecht. Wenn schon Elko, dann Black Gate Bipolar Elko. Der Elko bestimmt die untere Grenzfrequenz deines Verstärkers.
Der Kondensator C2 läßt sich nicht so einfach berechnen, denn als Last hängen die beiden Basen und R1/C1 noch dran. Die Größenordnung des C2 ist schätzungsweise im 100 Picobereich.

Für eine Standallone Parallelschaltung eines Widerstandes mit einem Kondensator ist deine Formel richtig. Für einen einzelnen Verstärker würde ich dir empfehlen, den C2 empirisch zu ermitteln.

Hallo Event,

Bis dahin ist es verständlich. Der C2 hat einen Wert von 15p. Mir ist unklar, warum bei manchen Schaltungen dieser C fehlt.
Der C1 ist versuchsweise ausprobiert. Wenn der aber in den µ oder n Bereich eines Baugrößenverträglichen MKT fällt, muß der R1 dermaßen erhöt werden, das R2 in den 100K Bereich gelangt. Nun weiß ich nicht, ob das für die Gegenkopplung dann als U noch reicht, zumal dann bestimmt einige Störgrößen einen Einfluß haben.

Bisher nahm ich an, das die HP-Kombination C1/R1 und die nicht eingezeichneten C über den jeweils nachgesetzten T der Diffstufe und der, der nichteingezeichneten Treiber mit der CB Strecke der T einen TP bezeichnen, welcher für die obere Grenzfreq. zuständig sind.
Im tieferen Sinne ist das komplette doch als Bandpass zu sehen und da ist mir der C2 etwas unverständlich.

Sollte die Sache hier fehl am Platz sein, können wir auch gerne nach HiFi Wissen Diskusion gehen.

viele Grüße - Henry

Hallo Henry,

prinzipiell hättest du auch ohne C2 schon eine Bandpass-Auslegung.
Allerdings ist die Fertigungsstreueng bei Halbleitern so groß, daß du dich nicht auf den errechneten Wert von R2 verlassen könntest, um Schwingneigung durch kapazitive Lasten am Ausgang zu unterdrücken.
Daher wählt man R2 relativ niederohmig und realisiert die obere Bandbegrenzung durch C2.
Der richtige Wert für R2 ist dann gefunden, wenn du an die Endstufe relevante kapazitive Lasten anhängst und dann mit einem FFT oder Spectrum-Analizer das zu höheren Frequenzen abfallende Spectrum harmonisch abfallen lässt.

Es sollten trotz kapazitiver Last keine Spectrallinien aus der abfallenden Schulter hervorlugen. Ziel sollte sein, den Frequenzbereich so groß wie möglich zu gestalten, aber Resonanzneigung zu unterdrücken. Bei empirischer Ermittlung solltest du die Luftfeuchtigkeit im Auge behalten. Eine zu knappe Abstimmung im August kann im nächsten Januar zum Schwingen neigen. Bei breitbandigen Endstufen sollte man das Eingangsfilter aber erst nach der Abstimmung des C2 einbauen.

Ersatzweise kann man das auch mit dem Oszi messen, indem man den Frequenzbereich durchleiert und darauf achtet, daß es nicht zu einer Amplitudenerhöhung am Ende des Frequenzbereiches kommt. C2 muß so gewählt werden, daß dieser gefährliche Resonanzbereich ausgegrenzt wird.

Grüße vom Event

Hallo Event,

Die Lsatkapazität errechnet sich doch aus der Schaltkapazität + der Belastungskapazität.
Die Schaltkapazität ist doch die vom Herrsteller angegebene Cob und die Belastungskapazität jene, die vom LS und dem Kabel hervorgerufen wird.
Sehe ich das so richtig.
Wie bekomme ich zur Messung mit einem Oszi an einer Ohmschen Last eine Lastkapazität dazu?

viele Grüße - Henry

Hallo Henry,

prinzipiell ist für die Berechnung die Ausgangskapazität und die Lastkapazität anzusetzen. Je nach Schaltung wird die Eingangskapazität mit der Verstärkung auf den Ausgang projeziert.
Nun hängt es aber erst mal davon ab, ob du einen Emitterfolger, also eine Kollektorschaltung oder eine Emitterschaltung im Ausgang benutzt.

Der C0B gibt lediglich die Kapazität zwischen Kollektor und Basis bei einer bestimmten Spannung an, während der Emitter offen ist.

Ich habe dir mal ein Vorlesungsskript über Grundschaltungen und eine Kürzelbeschreibung angehängt.

Für deine Messungen brauchst du lediglich die Lastkapazitäten direkt parallel zum Lautsprecherausgang anhängen, also direkt an der Klemme.

Grüße vom Event

http://www.rohm.com/products/databook/tr/pdf/transistorkigou.pdf

http://www.imt.fb12....grundschaltungen.pdf

Hallo,

C2 sorgt für eine Nullstelle (Lead) in der Schleifenverstärkung, um einen Pol des Verstärkers auszugleichen. Dadurch kann man den dominanten Pol (Lag) bei gegegebener Phasenreserve nach oben schieben (-> mehr Gegenkopplung bei hohen Frequenzen -> weniger Klirr bei hohen Frequenzen) bzw. die Phasenreserve vergrößern (sieht man bei der Rechteckwiedergabe ohne Eingangstiefpass).

C2 hat IMHO nichts mit kapazitiven Lasten zu tun. Dazu gibts meistens eine Spule am Ausgang.

Ich hab da eine Simulation gemacht, weiß aber nicht wie man hier ein .BMP reinstellt!?

Lutz

Hallo Event,

da hast Du mir ja eine Aufgabe gestellt.
Die Endstufe arbeitet in Emitterschaltung. Den Giagoletto hab ich hier im Buch angegeben. Er sieht ein wenig anders aus, als im Link.



@ Lutz,

das ist mir aufgefallen. Bei einer Vergrößerung in Richtung 500pF, bleibt die Amplitude länger auf einem hohen Wert. Allerdings zieht dann die abfallende Kurve kurz nach dem Scheitel einen Haken nach oben.
Bei den besagten 15p ist zwar der Haken weg, dafür fängt die Amplitude ab ca 28Khz an sich zu verkleinern.

Hallo Zucker,

kann deiner Beschreibung nicht ganz folgen.

Normalerweise sollte es so sein:

ohne C2 hast du ein Überschwingen, eventuell schwingt der Verstärker sogar. C2 sollte man so lange vergrößern bis der Überschwinger weg ist. Wenn das nicht geht ist der dominante Pol (meist ein C parallel zur BC-Strecke der Spannungsverstärkerstufe) nach unten zu verschieben, sprich das entsprechende C zu vergrößern. Dann wieder mit kleinem C2 anfangen. Ein Änderung von 15pF auf 500 ist allerdings etwas extrem. Zwischenwerte ausprobieren. Eine Simulation kann auch helfen, den groben Wert herauszufinden.
Bei wesentlich zu großen C2 kann es zu einem Schwingen der Ausgangsstufe kommen!

Gruß
Lutz

Hallo Lutz,

die Werte sind etwas extrem. Ich hab von 500pF in den Normwerten nach unten auf 15p reduziert. Ohne C2 bleibt die Amplitude bis ca 50Khz gleich hoch aber sie hat dann in der Kurve am Ausgang eben an der abfallenden Seite einen Haken nach oben. Er ist ab ca 28 o. 29Khz zu sehen. Wenn der C2 auf 15p reduziert wird (ab 100p wird es geringer), ist der Haken weg, aber die Spannungsverstärkung fängt eben ab den 28Khz an zu sinken. Die Ua~ und der I= verringern sich dabei kontinuierlich, je höher die Freq. wird.

Die C der BC Strecke der Treiber sind im Moment mit 220p eingesetzt. Eine Reduzierung auf 100p brachte keine Abhilfe.
Die C der BC Strecke der U-verstärkungs T sind mit 100p eingesetzt.
Das Boucherot - Glied am Ausgang ist mit 10R und 100n angesetzt. Eine Erhöhung des C nach oben verstärkt den Haken.

Mein Ansatzpunkt war die untere Grenzfreq. Um dort ein sauberes Signal am Ausgang zu erhalten, hab ich die Versuche mit R1 und C1 durchgeführt und Zwangsweise den R2 erhöhen müßen, um die Verstärkung beizubehalten. Im Bereich von 12 Hz bis 1Khz ist eine Signaldeckung zwischen Ue~ und Ua~ zu sehen. Ab 1Khz bis 28Khz schiebt sich die Phase bis zu ca. 35° Versatz. Danach wird es mehr, im X-Y Modus des Oszi geht es bei ca. 50Khz fast in ein Parallelogramm über.

Ich suche nun nach einer Möglichkeit, den Phasenverschub von 10Hz bis 30Khz als 0 zu behalten und die Endstufe danach in der U-verstärkung zu begrenzen.

Die Spule am Ausgang hat doch etwas mit dem Giagoletto zu tun. Nach einigen Versuchen bin ich bei 2µ über einen 10R gelandet. Die Berechnung dafür ist aber so schwer, daß ich es mittels Oszi und FG empirische Versuche durchgeführt habe.

Mir scheint, daß der Phasenverschub bei Vollaussteuerung einen Einfluß auf die Verstärkung hat und somit die End-T zerstört. Ich bin dabei aber noch bei Versuchen. Im Moment will ich bei Spoerle oder Farnell garantierte ON Transistoren MJ 15024/25 bestellen, um sicherzugehen, daß die Uceo, Ic und Ptot stimmen.

Die Diff-vorstufe hat keine Stabilisierung. Es scheint aber nicht daran zu liegen, da sich ihr Ausganssignal nicht verzerrt. Die Schaltung dafür ist wie oben angegeben.

viele Grüße - Henry

Hallo Henry,

das Giacoletti Ersatzschaltbild stellt lediglich eine stromgesteuerte Stromquelle dar, die auf h-Parameter referenziert.

Viele Wege führen nach Rom.

Grüße vom Event

Hallo Event,

einen Weg werd ich schon noch finden. Danke für die bisherige Hilfe.

viele Grüße - Henry

Hallo,

wenn du bis 10kHz Null Grad Phasenverschiebung haben willst, muß du das Eingangsfilter auf mindestens 100kHz abstimmen (Phasendrehung setzt etwa eine Dekade unter der Grenzfrequenz ein). C2 und das gesamte Rückkoplungsnetzwerk haben damit nichts zu tun, wenn der Verstärker nicht gerade EXTREM langsam ist.

Gruß
Lutz

Hallo Lutz,

das Eingangsglied hat 2,2µ und 10K in Reihe. Es dürfte ab 7Hz alles durchlassen. Nach Masse ist kein C. Ich nehm an, das es nach oben alles durchlässt, was da so ankommt.
Allerdings sind mir die Kapazitäten der T der Eingangsstufe nicht bekannt.

Bis 1Khz ist auch alles 0, nur ab dem Wert bis ca. 10Khz hat es einen geschätzten Wert von 20° (müßte ich mal zählen), wobei die Verschiebung nicht schlagartig auftritt, sondern allmählich. Bis ca. 28Khz dürften es dann so um die 35° geworden sein.

Wie kann ich denn die Schnelligkeit messen?

viele Grüße - Henry

Hallo,

achso, du hast gar keinen Tiefpass eingebaut. Merkwürdig denn dann heißt das wohl, daß dein Verstärker bei 10kHz kaum noch gegengekoppelt ist. Kannst du mal die komplette Schaltung mit Dimensionierung posten? Ich nehme mal an der 2,2u ist Folie und kein ganz billiger Elko?

Normalerweise geht ein vernünftiger Vestäker kleinsignal mäßig bis einige hundert kHz. Da dürfte bei 10Khz in der Phase noch nichts passieren.

Die Großsignalbandbreite kannst du über die Slewrate bzw. Anstiegszeit berechnen. Die hängt aber nur indirekt mit der Kleinsignalbandbreite zusammen.

Gruß
Lutz

Hallo Lutz, kann ich machen.
Der Eingangs C ist ein MKS. Früher hab ich immer gewickelte genommen. Diese Bauform gibt es aber so nicht mehr. Es sind wohl noch Styroflex zu bekommen, die sehen den gewickelten sehr ähnlich, sind aber Riesenteile.
Was sollte man eigentlich verwenden?

Henry

Hi zucker,

den Tiefpass im Eingang solltest Du mit möglichst tiefer Grenzfrequenz auslegen. 7 Hz sind definitiv zu hoch. Wenn es eine Kondensatorkoppelung sein muß, und ein höherer Eingangswiderstand nicht geht, dann sollten mehrere Kondensatoren parallel mit Bypass gehen.

C2 soll helfen, eine Phasendrehung, die durch eine Lastkapazität in Verbindung mit dem Ausgangswiderstand des Verstärkers entsteht, zu entschärfen.
So gut das bei bekannten Werten funktioniert, so gefährlich ist es bei Breitbandeinsatz.

Natürlich gibt es auch Endstufenschaltungen, die ohne (erkennbare zusätzliche) Lastkapazität ohne C2 schwingen, aber es deutet m.E. auf potentielle Probleme hin.
Ziel sollte es sein, die Endstufe zunächst ohne C2 stabil hinzubekommen.

Wie Lutz richtigerweise sagt, normalerweise ist eine Spule im Ausgang vorhanden, die für Immunität gegenüber kapazitiven Lasten sorgen soll.
Die Auslegung des Ausgangsnetzwerkes bietet Raum für zahlreiche Überlegungen, die alle ihre Berechtigungen haben, aber eine nachteilsfreie Form gibt es nicht.

Gruss

Hallo Jakob,

sehe ich auch so. Ich lege die notwendigen Tiefpässe normalerweise im Bereich unter 1Hz, genauer gesagt 0,16Hz aus.

Das ist aber Geschmacksache und auch eine Sache des Preises.

Hier im Bereich des Forums ist eine herliche Ruhe. Gerade hier könnten sich die "Techniker" doch prima einbringen.

Grüße vom Event

Hallo ihr zwei, die Sache mit dem Pass am Eingang werd ich wohl versuchen. Wenn ich soweit bin, schreib ich wieder.
Zu der Ausgangsspule:
Es ist eine vorhanden, 2,2µ über 10R gewickelt. Vielleicht sollte ich da nochmal ansetzen, obwohl der Stromstärke wegen die Dinger ganz schön groß werden.

Hier im Bereich des Forums ist eine herliche Ruhe. Gerade hier könnten sich die "Techniker" doch prima einbringen.

Das hätt ich mir auch gewünscht!

Hallo,

Messdaten:
bei 2,2µ und 10K am Eingang und 4R Last
21Khz = 20°
30Khz = 29°
50Khz = 50°

eine Änderung des C nach oben ergab keine Auswirkung
eine Änderung des R auf 5K ergab folgedes:
21Khz = 18°
30Khz = 27°
50Khz = 45°

Ein zusätzlicher C (560p) von C des T9 nach Masse ergab eine erhebliche Verschlechterung.

ich denke mal, es wird so bleiben.

Hi zucker,

nicht, daß es hier zu einem Mißverständnis kommt- die Hochpassauslegung im Eingang hat nichts mit der Phasenverschiebung bei hohen Frequenzen zu tun.

Poste doch mal ein Schaltbild mit allen Werten, wer liefert z.B. die Basisströme im Eingangskreis?

Gruss