Kleiner Class D Versuch

Hallo,
alle Seiten im Netz zu classD? Wieviele Jahre suchtest Du?
Es gibt ein paar alte threads im DIYAudioforum, die recht ergiebig sind. Am erfolgreichsten schienen allerdings die UcD-Derivate. Zumindest im Hinblick auf Wiedergabetreue ist das eine Überlegung wert.
Ein sägezahn-/dreieckgesteuerter Oszillator enthält eine zusätzliche Jitterquelle, wenn es nicht sein muß...
Kennst Du die Seiten von Johan Sörensen: simple first order hysteretic modulator? Das wäre ein einfacher Einstieg.
Den 2110 würde ich sofort gegen den 2101 ersetzen, der ist in allen Belangen geeigneter. Stell die Totzeit vor dem Treiber ein und laß die Gatewiderstände weg, die führen ggf. zur unangemessen langen parasitären Öffnung der Fets beim Umschalten des andern (über Rückwirkungskapazität Cgd).

Zu den sinnvollen Simulationseinstellungen hast Du Dir sicher schon die Hinweise im classd-forum zu Gemüte geführt?

edit:
Der Vergleich einer Rechteckspannung mit dem Nutzsignal soll zu einer sauberen PWM führen? Das ist mir neu.
Bitte formatiere Grafiken als PNG und mit 256 Farben, das verkürzt die ldezeit für die ISDN-gfestraften unter uns enorm.

Ne, das is nur nen Schreibfehler, ist schon ein Rechteck. Ich hab jetzt auch mal ein paar Versuche mit dem Soerensen Audio Experiment gemacht.

Wenn ich die ganze Sache ohne Output Stage betreibe, klappt es auch recht ordentlich (THD um die 0.16%). Sobald ich irgendwas dahinterschalte, sei es der IR2110 (ich weiß, aber den führt Reichelt), verzerrt die ganze Geschichte angeblich bis zu 40% (der Fehler liegt sicher bei mir ).



THD = 40%

Problem an der Sache ist aber die Aussteuerbarkeit. Sobald ich ein wenig höher aussteuere, osziliert die Sache nicht mehr. Das wäre natürlich bei 12V Versorgungsspannung nicht wirklich ergiebig.

Um nochmal auf meine Schaltung zurückzukommen:

Insgesamt wollte ich eigentlich folgendes Konzept verfolgen (auch wegen der Aussteuerbarkeit): "Modulation an einem Dreieck mit Regelung" laut HifiAkademie. Die Modulation mit Dreieck sollte ja soweit in Ordnung sein, bis auf die Totzeit. Für ein Feedback benötige ich ja das Differential zwischen beiden Ausgangsstufen. Aber irgendwie will mir da nich so recht einfallen, wie ich einen OPA als Subtrahierer einsetze, wenn ich keine symmetrische Spannung habe.
Andere Frage: Würde das "Rauschen" bzw. die Verzerrungen sich durch ein solches Feedback grundsätzlich bessern. Laut HifiAkademie solln ja Verzerrungswerte von AB Verstärkern erreicht werden, was für mich mehr als ausreichend wäre. Hauptsache die Geschichte läuft unter 1% und nicht mit so einem ekelhaften SNR.

Mfg,
Markus

Hallo,

zumindest in dem letzten Plan fehlt das Ausgangsfilter gänzlich - Absicht?
Außerdem ist es der stinknormale 1st-order-loop-Ansatz, den Johan so schön vorgestellt hat. Das Ding funktioniert auf Anhieb, wenn man ein ordentliches Layout hat, selbst das ging noch. Leider sind mir die ungekühlten Fets durchgegangen, als ich mit der Totzeit rumspielte und aufdrehen wollte, seitdem liegt es in der Schublade.

Ein Subtrahierer hat zumindest theoretisch eine große CMRR, die den einfachen Betrieb an Brücken erlaubt. Such nach dem App_Sheet von Mueta, die haben dort so eine "Lösung" drin.

Ich hab jetzt nochmal ein wenig simuliert und bekomme den Verdacht, dass ich irgendwas falsch machen mit der THD. Interessant sind doch eigentlich nur die Harmonischen im hörbaren Bereich, oder?

Erster Test 10kHz, kleine Aussteuerung:

Erste Harmonische liegt etwa 60dB unterhalb von 10kHz. Die restlichen sind kaum sichtbar. LTSpice meldet 1.4% THD.

http://pixpack.net/20070221161310431_mhidvebkpc.png

Selbiges nun mit 1kHz, selbe Aussteuerung:
Erste Harmonische wieder 60dB unterhalb 1kHz. Rest verschwindet quasi. LTSpice meldet 0.12% THD.

http://pixpack.net/20070221161349726_qbltekdhue.png

Wie kommt der Unterschied zu stande?
Sind die Werte halbwegs brauchbar?
Heißt das jetzt, dass THD Messungen bei 10kHz vollkommen ungeeignet sind, da die Harmonischen außerhalb des hörbaren Bereichts liegen und man lieber nur bis 2kHz testet? Aber unterscheiden sich 1kHz und 10kHz im Wert? LTSpice verrechnet 9 Harmonische. Ich wette ich mache irgendwas falsch

Was auf alle Fälle schonmal positiv ist: Das Rauschen ist weg

Mfg,
Markus

Schon im Sodfa-Forum dazu gelesen? Anscheinend wenigstens nicht beherzigt!

Immer komplette Zyklen auswerten.
Mehr Zyklen ergeben höheren SNR (Deine Äuflösunmg scheint noch zu niedrig).
Richtiges Fenster wählen (z.B. keines).
Genügend FFT-Punkte zur Berechnung vorgeben.
usw.

Bei 10kHz kann man schon prüfen, auch 19+20kHz-IMD sind geeignet. Ob man es hört, ist erst einmal nicht relevant, der Verstärker sollte im gesamten Übertragungsbereich weitestgehend linear arbeiten.
Der Pegel ist zu niedrig, solche Leistungen sind nicht für die Verzerrungsprüfung sinnvoll.
"Miß" mal ID(M1) und ID(M2), ich ahne Schreckliches.
Die Gegenkopplung sollte hinten bleiben, wozu der Abgriff vor der Ausgangsstufe?

Neue Simulation, die FETs hab ich wieder weggenommen. Das Feedback war desshalb hinter den Transistoren, weil hinten nix passiert ist. Ich weiß ...

1kOhm als Last, Ausgangsfilter angepasst, 100 Perioden, 1kHz, gemessen ab 0.5ms, mehr als +-2V sind nicht möglich, ist schon arg an der Grenze:
http://pixpack.net/20070221172121128_ihyjebjgqc.png

THD lt. LTSpice gemessen bis 9. Harmonische: 0.215%.

"Miß" mal ID(M1) und ID(M2), ich ahne Schreckliches.

Mal bitte näher erleutern, was ich messen soll

Bei den Fenstern seh ich noch nich so wirklich einen Unterschied. Ich habs wie im SODFA Forum gelesen hab auf Hann gestellt.

Mfg,
Markus

Den Schaltplan zeigste schon gar nicht mehr, Angst?
Wenn die FETs noch da wären, könntest Du die Drainströme von M1 und M2 messen, soweit solltest Du aber die Nomenklatur von LTSpice schon kennen.
Was erwartest Du von der Schaltung? Lt. Datenblatt hat der LT318A einen Swing von V- +2V bis V+ -2V typ. Der Ausgangsstrom, die slew rate und noise sind Mittelmaß. Die Ube der End-BJTs knabbert auch noch knapp ein Volt weg, 5V-2V-1V=2V, alles klar?

Edit:
Was schreibe ich hier überhaupt, ich will nicht im Freien beschallt werden, schon gar nicht bei meiner Radtour von versoffenen "Männer"tagsfeiern.

Hier der derzeitige Schaltplan:
http://pixpack.net/20070221174915208_iawkhkrjyh.png

Nachher will ich mal versuchen, noch den IR2110 + FETs einzubauen. Zum LT318: den hab ich genommen weil er ja ne gewisse ähnlichkeit vielleicht zum LM318 hat. Ich bin aber für jeden anderen offen, idealerweise irgendeine Doppellösung, die Reichelt auch handelt. Ich hab blos keine Models dazu, muss ich mal suchen. Insgesamt klappt die Sache aber schon deutlich vielversprechender als am Anfang. Kannst du mir mal bitte nochmal erklären, was es mit

"Miß" mal ID(M1) und ID(M2), ich ahne Schreckliches.

aufsich hat

So, jetzt muss ich erstmal lernen

Mfg,
Markus

Was schreibe ich hier überhaupt, ich will nicht im Freien beschallt werden, schon gar nicht bei meiner Radtour von versoffenen "Männer"tagsfeiern.

Wird auch niemand (und auch nicht du) von mir. Und auf meiner "Himmelfahrts"radtour möchte ich auch nicht beschallt werden. Frieden ?
Prinzipiell geht es mir ja auch darum, etwas zu lernen.

Erstmal hab ich etwas neues zusammengefriemelt:


10kHz THD bei 1kOhm Last 0.22% und bei (mit angepassten Ausgangsfilter) 4Ohm Last 0.17% bei "fast" Vollaussteuerung.

Jetzt hab ich noch 2 Probleme:
Wie bekomm ich die Schaltung gebrückt ohne zweimal diese aufzubauen?
Eine Idee von mir wäre, die Ausgangsstufe doppelt zu bauen und das Feedback nur auf eine legen. Jedoch ahne ich, dass dies nicht so der Hit sein wird (Bauteiltoleranz?).
Mein zweites Problem ist, wie bekomme ich die Totzeit vor den Treiber?
Dahingehend werd ich mich im Netz mal umschauen.

Mfg,
Markus

Hallo,
2. Zeile in #8 nochmal lesen und verstehen! Ist wirklich ganz einfach.
Die interne Regelung funktioniert natürlich nur korrekt, wenn tatsächlich alles doppelt für die Brücke vorliegt, das bleibt Dir nicht erspart.
Das Ausgangsfilter stimmt nicht, die Induktivität sollte zwischen 10µH und 100µH liegen, typisch 30µH bis 50µH.
Hier liegt ein wenig alter Simulationssalat und hier auch.
Totzeitglied: RC-Glied mit mittels Diode überbrücktem R, wobei R sinnvollerweise einstellbar ist (Trimmpoti). Dies vor die Eingänge des Treiber schalten.

2. Zeile in #8 nochmal lesen und verstehen! Ist wirklich ganz einfach.

Ok, jetzt machts klick :D, und genau da liegt auch noch das Problem:

Ersteinmal hab ich die Totzeiterzeugung vor den Treiber gelegt, dass funktioniert soweit schonmal:


Jedoch passt es aller schätzungsweise 10 Zyklen nichtmehr und es hat mir eine Stromspitze durch die beiden FETs:


Leider weiß ich hierbei nicht, wie man das umgeht bzw wo die Ursache dafür liegt. Die Totzeit ist mit 300ns schätz ich mal auch nicht das Gelbe vom Ei.

Mfg,
Markus

Hallo,

ist das 2110-Modell in Ordnung? Die seltene Id-Spitze ist schon komisch.
Pack U2 parallel zu U4, damit die Laufzeiten ähnlich sind.
Verringere R7 und R8 auf je 1k, sofern der LM318 (U1) das erlaubt.
Kennst Du den Thunderball? Eine classD-BCA-Brücke mit IR2112 von Felix Schill, die noch etwas Feinarbeit erfordert, es gab sogar mal eine Webseite. Email?

Liegt scheinbar an dem Modell. Ich hab jetzt das vom Hersteller direkt genommen, was aber leider auch extem langsam ist.

Sieht schon besser aus, allerdings springt mir das Gate vom unterem FET immer hoch, wenn der obere öffnet. Das führt leider wieder zu unschönen, wenn auch nicht mehr so extremen Stromspitzen:

Könnte man so eine Treiberschaltung ohne großen Aufwand diskret aufbauen oder ergeben sich da Nachteile. Irgendwo hab ich mal so eine Schaltung gesehen.

Den Thunderball hab ich mir auch schon angeschaut.
Müsste dann der hier sein: http://users.rsise.anu.edu.au/~felix/iar/Projects/Thunderball/index.html
Ist ja quasi wie mein erster Schaltungsgedanke. Der besitzt ja eigentlich garkeine Rückkopplung. Ich weiß nicht, wie geeignet der dann für den Fullrange Betrieb ist hinsichtlich Verzerrungen. Wäre natürlich günstig, wenn die Verzerrungen im Rahmen bleiben wegen Brückenbetrieb. Den werd ich morgen mal komplett in spice zerlegen

Mfg,
Markus

Hallo,

"Hochspringen"
Sag ich doch, in #2, durch Cgd. Ist nicht einfach, das zu vermeiden.

Ein vielleicht nützliches Statement von John Westlake vom 03.04.2005:
"JohnW []

Post #83
Mike,

The Amidon type 2 Red cores are the best for Class D type Apps – the give about 0.0015% open loop 120W 8 ohms – and very little heating – even at 768KHz.

Too much deadtime will be just as bad a too little – by increasing the deadtime you allow the internal diodes to start conducting – with there VERY slow recovery times. In a well designed fast output stage, the internal heating caused by this diode can easily be worst then the energy dissipated by cross-conduction.

Another potential issue with deadtime is that the output stage is in a “Tri-State” condition, encouraging the trapped inductance around the output stage to act like mini “fly-back” converters, releasing there “trapped” energy during this “Tri-state” condition – resulting in massive, very fast ringing - and with most common Scopes (sub 1GHz) the extent of this ringing will not be appreciated (also watch the rise time of the Scope Probe). I tend to find that the ringing caused by the realise of this "trapped" energy, resulting in ringing of say 2nS - 5nS but can easily be double the rail voltage - with most Scope / Probe combinations this just appears as "Mild" over / undershoot - leaving you wondering why you can't pass EMC, your output stage causes erratic operation of other circuits (and your temperature controlled soldering station) and why your FETS fail after time.

The lowest ringing, lowest loss output stage is one where the deadtime is just enough to reduce cross-conduction to an acceptable level and no more.

When choosing the deadtime period, a sweet-spot will be found between lowest losses due to cross-conduction – and losses due to diode recovery times – so don’t be surprised to find reduced ringing and reduced losses with a SHORTER deadtime.

The real trick is to make the Driver discharge the MOSFET’s Gate charge – slow turn-on can be lived with (although not ideal) – but fast turn-off is critical.

John"

Der Kerl hat auch einfache "treiberlose" Endstufen vorgestellt. Die kann man sicher für unipolare Betriebsspannung modifizieren.

Warum sind wir hier eigentlich so allein? Gucken tun se, Senf dazuzugeben traun se sich nich.
Haaallooo, Captain!

ich dachte er hieß mr.monologie ... ein Oberknaller ich weis...

Kann sein, deshalb hört er auch nur zögerlich auf mich.
Der da: fehlt uns eigentlich noch, oder?

Mit Class-D kenne ich mich ungefähr so gut aus wie mit Ackerbau und Viehzucht... und da reicht es ja nicht mal zum sachgemäßen Blumengießen.

Obschon ich immerhin kleine Schaltnetzteile nach Datenblatt bauen kann und durch das EMV-Prozedere kriege.

Grüße, Klaus

Kann sein, deshalb hört er auch nur zögerlich auf mich.

Ich versuche doch umzusetzen, was ich verstehe . Bin ja noch in der Lernphase

Also wie ich das jetzt so verstehe, lässt sich dieser Sprung nicht vermeiden. Die Kunst ist also, einen Art Mittelweg zu finden?

Mfg,
Markus

Hallo,
schön, daß Du nicht beleidigt bist, war natürlich nicht böse gemeint.
Der "Sprung" resultiert im Wesentlichen aus dem Differenzierglied Cgd und Rgs, welches mit der Halbbrückenausgangsspannung angesteuert wird. Stell Dir vor, was bei höheren Betriebsspannungen und höheren Flankensteilheiten abgeht.
Da liegt auch ein Minderungsweg: Flankensteilheiten verringern, also Einschaltflanke des oberen FETs etwas verflachen (R-D-Parallelschaltung). Ausschalten in jedem Fall knochenhart. Immer die Schaltverluste im Auge behalten.
Ja, ich weiß, das widerspricht teilweise meinen ersten Forderungen.

Hm, also wenn ich da besagtes RC Gleid wieder einfüge, muss ich R so hoch machen damit sichs lohnt (>200 Ohm), dass es wieder die Schaltflanke verwurschtelt. Ich meine, lassen wir es mal 5A sein, die da Spitze fließen. Laut Datenblatt ist ein "Pulsed Source Current (Body Diode)" von 110A zulässig. Dauer sinds auf jeden Falle 30A. Eigentlich dürfte doch da nix großartig passieren. Die hervorgerufenen Schaltverluste würden da wahrscheinlich das bisschen Energie, was in den paar ns flöten geht mehr als übersteigen. In anderen Schaltung seh ich eigentlich mit meinem ungeschulten Auge auch keine entsprechenden Gegenmaßnahmen.

Axo, was sind eigentlich die entscheidenden Punkte für die THD. Die liegt ja immernoch bei 0.3%. Ansonsten liest man immer von weniger als 0.1% oder gar 0.01%. Schnellere OPAs?

Mfg,
Markus

Hallo,
oh, die Ursachen für Verzerrungen sind vielfältig, die kenne ich bei weitem nicht alle.
Wie bei classAB-Endstufen gibt es einen Ruhestrom, der hier hauptsächlich durch die cross conduction entsteht. Der Abgleich der Totzeit ist ein Kompromiß zwischen niedriger Leistungsaufnahme und niedrigen Verzerrungen, wie gehabt.
Die Schaltungenauigkeiten durch z.B. Drift und Rauschen des Komparators, sowie veränderliche delays des Treibers führen zu zeitlich versetzten Schaltflanken der Endstufe und damit auch zu Verzerrungen. Die endliche Schleifenverstärkung kann nicht alle Nichtlinearitäten kompensieren usw.
Ein nicht zu vernachlässigender Punkt ist die Wahl eines pre- oder post filter feedbacks (UcD), dessen Einfluß jetzt in der Simulation noch gar nicht zu sehen ist.
Da weiß der Captain aber wesentlich genauer Bescheid, wenn er sich denn mal herabließe.

Zuguterletzt sollte man nicht allen Schwärmereien über simple classD-Konzepte glauben, da wird viel Mist geschrieben, man schaue sich nur den sonic-Hype an.

http://www.analog.co...lumn/column1005.html

Hallo,

ich hab mal ein paar Fragen zu der Schaltung (Die gefällt mir nämlich ):
http://www.ibtk.de/project/class_d/FB_FET_Treiber_1.pdf
Inwieweit wird bei der Schaltung hier auf die Totzeit geachtet? Durch das FlipFlop?
Bzw. welchen Zweck erfüllt die FlipFlop Konstruktion. Wurde die Schaltung schon aufgebaut und getestet?
Allgemein wundere ich mich bei einigen Schaltungen, was für OPAs verwendet werden. Zum Beispiel der NE5532. Welche OPAs sind denn zu empfehlen bzw welche Schaltfrequenz im Allgemeinen. Bisher hab ich immer mit 250khz gerechnet. Wie schnell muss der OPA überhaupt schalten. Wenn man mit 20ns Totzeit rechnet, sollte dieser ja innerhalb von 10-20ns von Low nach High und umgekehrt, seh ich das richtig? Das würde ja bei 5V Signalspannung eine Slew-Rate von 250-500V/µs bedeuten. Sowas geht doch nur noch mit ganz teuren Video-OPAs.

Ich weiß, Fragen über Fragen

Mfg,
Markus

Hallo,
sowas stammt von mir? Tss...
War für eine Schrittmotorendstufe geplant. Die Totzeit sollte durch die Gatterverzögerung+Durchlaufzeit der HCT132 vorgegeben werden. Die ist normalerweise natürlich etwas kurz. Das Ding ist nie fertig geworden.

Nach den OPAs folgen normalerweise Komparatoren und/oder Mosfet-Treiber, die müssen die entsprechende du/dt aufbringen, ca. 10V/10ns=1000V/µs, siehe Datenblatt HIP2101.
Bei den Komparatoren sind definierte Schaltpunkte extrem wichtig, davon hängen Jitter, Rauschen und Verzerrungen stark ab. Also geringer Offset, geringe Drift, geringes Eingangsrauschen, sich symmetrisch verhaltende Eingangsstufe, schnell darf das Ganze natürlich auch sein.

Video-OPAs müssen nicht ganz teuer sein, es sei denn, man empfindet <5Euro schon so. Wichtiger ist, daß der Biasstrom des OPA die Integration über dem C nicht verfälscht, das beeinflußt direkt die Linearität -> Klirr. Hier ist zusätzlich ein niedriger Bias gefordert, JFET-Eingänge helfen.

Höhere Schaltfrequenz erlaubt feinere Zeitauflösung der Regelung, salopp ausgedrückt. Stand der Technik sind ca. 500kHz. Bei meiner Heizerendstufe wird es der Ausgangsstufe inklusive Treiber ab 750kHz schnell warm, 450kHz bleiben dagegen eiskalt. Man schaue nach den Daten des UcD, wird mehr verlangt? Dann kann ich schon längst nicht mehr weiterhelfen. Soll heißen, ab ca. 300kHz aufwärts ist es für den Anfang völlig ausreichend.

Alle Fragen abgearbeitet?

Zusatz:
Die Simulationen zeigen natürlich nicht ein Viertel der Schwierigkeiten (u.a. weil man nicht dran denkt, sie sich anzuschauen). Ein perfektes Layout ist gefordert, dafür hatte ich auch John Westlake verlinkt, das Platinenfoto hast Du gesehen?

Danke erstmal
aber

Alle Fragen abgearbeitet?

Noch nich ganz

Der NE529 kostet ja wesentlich weniger als der LT1016. Gibt es Erfahrungen hinsichtlich des NE529 ob dieser brauchbar ist. Von der Schaltzeit liegt er nur unwesentlich unter dem LT1016, soweit ich das Datenblatt deuten kann. Bzw. kein Risiko eingehen und den LT nehmen? (ich weiß, ich kann die genannten technischen Parameter nicht so richtig einschätzen ab wann etwas nichtmehr brauchbar ist)

Um nochmal auf das Querstrom-Problem zurückzukommen. Was ist für die Dauer brauchbar? In einer Simulation konnte ich die Totzeit soweit verringern, das Verzerrungen relativ gering waren, jedoch stiegen dadurch die sprunghaften Ströme durch die FETs auf bis zu 10-11A an. Die Verlustleistung blieb mit kleiner 500mW für die Vollbrücke eigentlich im Rahmen. Ein FET hat auch nich mehr als 100mW verbraten. Eine Verdreifachung der Totzeit brachte es noch auf 6A, jedoch unter Verzerrungen. Die Verlusteistung ändert sich kaum.

Noch eine Frage zum Ausgangsfilter. Wenn man eine Vollbrücke nutzt, muss man da den Ausgangsfilter zwingend doppelt aufbauen oder reicht es, ihn nur an einen Ausgang entprechend dimensioniert zu setzen?

Das Prinzip des Thunderballs bedarf ja, soweit ich das verstanden hab prinzipbedingt überhaupt keine Totzeit und ist entsprechend unkritisch. Jedoch scheinen die Dioden relativ viel zu verbraten, was zu einer hohen Verlustleistung unter Ruhe führt. Der Wirkungsgrad scheint demzufolge insgesamt wesentlich schlechter zu sein, vor allem bei der von mir geforderten maximalen Ausgangsleistung.

Die Leiterplatte hab ich gesehen

Mfg,
Markus

Noch nich ganz

Aaahhh!

Tut mir leid, aber ich kann aus Zeitgründen keine vollständige Entwicklungsbegleitung bieten. Manches mußt Du vielleicht einfach versuchen, z.B. kann man mit einem zunächst idealen OPA/Komp in Spice einzelne Parameter modifizieren und deren Wirkung untersuchen, Ibias, tdelay, trise/tfall... Ja, das kostet viel Zeit.

Die Endstufenfragen werden schon sehr speziell, da komme ich auch ins Schwimmen, weil u.a. stark vom Aufbau abhängig. Soweit ich mich erinnere, sind die Avalanche-Spezifikationen, soweit vorhanden, für die Impulsbelastung der FETs maßgeblich, die sollte man auch nicht kurzfristig überschreiten - Datenblatt di/dt, du/dt beachten. Ein erklecklicher Teil des reverse current z.B. kommt gar nicht bis in die externe Diode, sondern fließt wegen der Anschlußinduktivitäten und dem hohen di/dt gleich über die Bodydiode. Das ist nur mit vollständigen Modellen halbwegs zu erfassen.

Ausgangsfilter doppelt/symmetrisch, oder Du erfindest was Besseres.

Mit der Simulation des BCA-Prinzips bin ich auch nicht sehr weit gekommen.

Ich würde aber erst einmal eine Halbbrücke versuchen, hinzubekommen.

Ok, erstmal insgesamt vielen Dank! Das mit den idealen OPA hab ich noch nicht gewusst, werd ich dann auch gleich mal probieren.

Mfg,
Markus

So, jetzt hab ich mir ne Schaltung zusammengebastelt die scheinbar auch ganz gut funktioniert, leider aber nur mit einer idealisierten Versorgung. Wenn jetzt das Netzteil einen Innenwiderstand von 100mOhm aufweist, verzehnfachen sich die harmonischen Verzerrungen. Dummerweise verstehe ich auch, warum dies so ist, hab aber keine Ahnung was ich dagegen machen kann.


(nicht auf die Versorgung achten, da hab ich ein wenig rumprobiert)

Selbstkorrektur: Signal muss über C eingekoppelt werden. Das feste 6V Potential hat zur Verzerrung geführt.

Mfg,
Markus

Link kaputt...!

Moin,

ich versuche mal einige Fragen zu beantworten.

mrlongie schrieb:

Allgemein wundere ich mich bei einigen Schaltungen, was für OPAs verwendet werden. Zum Beispiel der NE5532.

Am NE5532 (bzw. 5534) ist nüscht auszusetzen, der hat sich in meinen Versuchen als sehr gut herausgestellt. Besser waren nur noch AD797 und AD829, also ein super-rauscharmer und ein exzellenter Video-OP.

welche Schaltfrequenz im Allgemeinen. Bisher hab ich immer mit 250khz gerechnet.

300-400kHz sollten es schon sein. Mehr erhöht die Verluste in den FETs und vergrößert die negativen Eigenschaften der Totzeit (die zum Schutz der FETs, nicht die Schalttotzeit des Komparators und Gatetreibers; nennen wir die letztere deshalb besser Laufzeit).

Wie schnell muss der OPA überhaupt schalten.

Überhaupt nicht. OPs sind nicht zum Schalten gedacht, dann fahren die in die Sättigung und werden gaaaannnnz laaannnggsaaam. Also zum Schalten bitte einen Komparator verwenden.

Wenn man mit 20ns Totzeit rechnet, sollte dieser ja innerhalb von 10-20ns von Low nach High und umgekehrt, seh ich das richtig? Das würde ja bei 5V Signalspannung eine Slew-Rate von 250-500V/µs bedeuten. Sowas geht doch nur noch mit ganz teuren Video-OPAs.

Slewrate und Laufzeit (<- s. o.) sind zwei ganz unterschiedliche paar Schuhe.

Der NE529 kostet ja wesentlich weniger als der LT1016. Gibt es Erfahrungen hinsichtlich des NE529 ob dieser brauchbar ist. Von der Schaltzeit liegt er nur unwesentlich unter dem LT1016, soweit ich das Datenblatt deuten kann.

Wenn der NE529 genauso empfindlich ist wie der NE521, den ich am Anfang verwendet habe und der vom Datenblatt sehr ähnlich ist (sind die miteinander verwandt?), dann lass das lieber sein. Der reagiert auf alles und jeden mit... irgendwas. Bis ich den beruhigt hatte, war nen Monat um, und ich hab dann mit dem TL712 weitergemacht. Der ist zwar ne ganze Ecke langsamer, aber dafür robuster.

Gruß
Cpt.

Da ich schon einige class D Endstufen entworfen und auch aufgebaut habe, jedoch mit völlig anderen Ziel, nur ein paar Erfahrungen:

Da ich nur für den Bereich <1kHz Class D verwende, lege ich die Schaltfrequenz auf etwa 80 kHz. 100W an 4 Ohm mit TO220-Vollbrücke ohne Kühlkörper machbar (testbetrieb)-aber für dreistellige Leistungen baue ich kein Class D.
Simulationen-nie gemacht. Ich benutze PSpice (Capture)beruflich oft, jedoch nie für solche Dinge. Aufbauen, testen, verbessern- bei solchen, recht einfachen Projekten immer noch am besten.

In Kombination mit Schaltnetzteil wird das ganze etwas anfällig für leichte Störgeräusche durch Überlagerung der Schaltfrequenzen. Quarzoszillatoren haben sich bewährt, wenn diese Geräusche (Pfeifen mit variierender Frequenz) stören.

Meine Erfahrungen mit den Verstärkern: Gnadenlose Kontrolle von Lasten bis 0,5 Ohm (ich entwickle car-hifi-verstärker), Leistung bis zum Abwinken auf kleinstem Raum (Mainboard für 2kW/2Ohm 150mm x 250mm x 30mm), im Musikbetrieb praktisch keine Erwärmung, Gesamtwirkungsgrad (mit Schaltnetzteil, also 12V Eingangsleistung als Bezug) über 80% (bei 1 Ohm noch über 70%). Phasenwinkel der Last ist unkritisch (ich verwende solche Endstufen zum treiben von einstellbaren Hochspannungsquellen-also am Transformator. Die Last stellt dabei ein Metalloxidableiter dar, also hauptsächlich kapazitive Last. Kein Problem.
Im Anhang -Falls es klappt- ein Bild eines 800W/2Ohm Prototyps- Auf einem DIN A4 Blatt liegend.

Warum schreibe ich das ganze? Weil ich Zeigen will, dass im Gegensatz zu manchen "beobachtern" in Foren (ja, ich habe auch so einige Dinge gelesen-wer das Rad neu erfindet ist selber schuld) vermutlich die meisten Hier durchaus in der Lage sind auch ohne Allwissenheit und tolle Software so etwas zu bauen. Jungs (und Mädels), nehmt den Lötkolben in die Hand und probiert! Nicht die Maus vom PC. Aus dem kriegt ihr keine 2 kW raus. So habe ich es früher gemacht und komme auch Heute schneller zum Erfolg als mancher "Simulant".

Nebenbei, weil sicher jeder hier die threads vom "Beobachter" kennt. Diese Art Leute kenne ich zu gut. Fühlen sich total überlegen, sind meist wirklich ganz gut in dem, wovon sie reden, aber soziale Intelligenz=0! Und haben mal null kapiert, worum es in diesen Selbstbau-Foren geht - miteinander den SPASS am Hobby zu erleben. Hab mich tiereisch über diesen Wichtigtuer geärgert...........

Noch ein Tip: lasst das Mit dem IR2110/2113! Nehmt den IR2011 oder ähnliche. Bei hohen Strömen werdet ihr sonst noch Wunder Erleben (ja, ich habe rund 100 dieser Treiber rumliegen, und musste erfahren, dass die dinger biestig sind)...

Viel Erfolg beim "knorzen"

Thomas