Coupled-Inductor-PWM-Amp

Goil, ein BRÜSEAG!
Brücken-Sepic mit aktivem Gleichrichter, wenn ich das richtig interpretiere? Das schreit mir ja nach Simulation.
Feine Sache, wenn es funktioniert, würdest Du bitte auch einen link zur Quelle angeben?
Danke und Gruß, Timo

Hallo Timo,

War mir schon klar, das Du als erster darauf antworten würdest.

Einen Link zur Quelle habe ich leider nicht. Was mir dazu vorliegt, ist ein 30mal durch einen schlechten Kopierer gezogenes Skript mit handgemalten Schaltplänen.

Als Schalttransistoren wurden damals noch bipolare eingesetzt, OPs "741" ( oh Gott! ), PWM-Modulator SG3524 ( noch mal oh Gott! ), die Schaltfrequenz war nur 80kHz und als Trafos wurden klobige 42mm-Topfkerne ( Ferroxcube 4229-A400-3B7 ) mit prim 24Wdg und sec 21.5Wdg verwendet.

Die Autoren sind Slobodan Cuk und Robert W. Erickson - vielleicht hilft das weiter.

Gruß, Stefan

Lötkuli an Simulationsfreak

Hier sind meine ersten theoretischen Ergüsse zu den Trafos - wird natürlich mal wieder eine Sonderanfertigung, aber das Einschleifen eines Sonderluftspaltes ist ja heutzutage kein Problem mehr:

Kern: RM10/N49 Epcos B65813-R49
Spulenkörper: N1004-D2 ( 2 Kammern )
Luftspalt: insg. 1.04mm, sym. in beide Hälften eingeschliffen
>> Al=116nH
>> max. DC-Bias: 8.5A für dL<=10%

prim: 20Wdg 7x0.28CuL
sec: 18Wdg 7x0.28CuL

Das ergibt einen R_DC von etwa 40mOhm pro Einzelwicklung, was auf den Gesamtdämpfungsfaktor aber keinen Einfluß hat, bzw. um den Faktor der Schleifenverstärkung vermindert.

Die Trafos dürften unter Last nicht ganz so "cool" bleiben, man sollte sie mit auf die Kühlschiene für die MOSFETs kleben.

Was mir bisher an der Schaltung nicht gefiel, war der Dreieck-Generator.

Der AD8066 hat zwar eine recht hohe Anstiegsgeschwindigkeit und einen rail-to-rail Ausgang, dieser "klebt" aber immerhin noch ganze 170ns lang an der jeweiligen Betriebsspannung, nachdem der Eingang ihn in die andere Richtung beordert hat.

Nach einigem Grübeln entstand die folgende, simple, aber hochpräzise Lösung:

http://img241.echo.cx/img241/1903/clnr01ms724pz.jpg

Hallo!
Darf ich auch mal meckern (war ja bisher meist Tillg vorbehalten)?
Vom Dreieckgenerator bin ich etwas abgekommen, weil ich meinen synchronisierten eben nicht 100%ig stabil bekam. Es war immer merklicher Restjitter vorhanden.
Die LEDs am 1719 sind sicher weiß oder blau, also rund Vf=3,5V? Allerdings ist die Abhängigkeit der Ausgangsspannung vom Ausgangsstrom per Datenblatt nicht ganz symmetrisch, daraus wird mindestens etwas Offset am Eingang des AD790 resultieren. Insgesamt ist der freilaufende Dreieckgenerator ja bekannt, das war sicher nicht _das_ Ergebnis Deiner Grübelei.
Generell hab ich das Gefühl, mit dreieckbasierten Designs und Feedback führt man eine Dopplung ein. Es wird zweimal verglichen, a) Dreieck/Signal und b) Ausgang/Signal. Könnte es sein, daß eine Reduzierung der dabei unvermeidlichen Ungenauigkeiten nur dann erreichbar ist, wenn die Schleifen vollständig geschachtelt sind, d.h. die feedback-Korrektur sollte komplett innerhalb bzw. nach dem 1. Komparator liegen? Oder summieren sich in dem hier vorliegenden Fall die Fehler, wenn die Vergleiche quasi parallel stattfinden?
Ganz falsch?
Gruß, Timo

Hallo Timo,

Dein Einwand hat mich mal wieder stark ins Grübeln gebracht, doch zunächst zu meiner ersten Grübelei.

Wirklich schnelle Komparatoren, die auch noch einen symmetrischen push-pull Ausgang haben, gibt es ja nur solche, die zwischen Masse und +5V, jeweils um die Sättigungsspannung der Ausgangstransistoren vermindert, hin und her schalten. Ich habe also einen solchen Komparator benutzt und ihn zwischen +2.5V und -2.5V "aufgehängt". Also sind eher grüne LEDs gemeint.

Vom LT1719 gibt es zwei Versionen, in SO8 mit getrennten Spannungsversorgungen für Eingangs-Differenzverstärker ( bis +-6V ) und Ausgangs-Schaltstufe ( bis +7V über GND ) und in SOT23-6, wo die Spannungen intern verbunden sind. Die letzte Version ist gemeint. Sinnvollerweise hätte ich natürlich im Plan "LT1719CS6" schreiben sollen.

Nicht nur die etwas unterschiedlichen Sättigungsspannungen der Ausgangstransistoren des LT1719, sondern auch Toleranzen der beiden LEDs werden einen Offset verursachen. Man könnte jetzt eine zusätzliche Offset-Kompensation am Dreieck-Generator anbringen und hätte damit noch eine Regelschleife in der ganzen Anordnung. Ist aber wahrscheinlich überflüssig, da es ja letztlich nur auf den Gesamt-Offset ankommt, der mit P1 an U6 abgeglichen werden kann.

Mir kam es hauptsächlich darauf an, dass die Dreieckspannung wirklich lineare Flanken und saubere Umkehrpunkte hat, damit die Über-Alles-Gegenkopplung das nicht auch noch ausgleichen muß.

Es ist schon richtig, dass hier zweimal verglichen wird:

Dreieck - Signal

Ausgang - Signal

Der Vergleich mit dem Dreieck findet aber nicht direkt mit der Eingangs-NF statt, sondern mit einem NF-Signal, daß bereits über U5B mit dem Ausgangssignal verglichen wurde.

Wenn man beides in nur eine Schleife packt, wäre man ja letztlich wieder beim SODFA. Das ist hier aber nicht möglich, da eine linearisierende NF-Gegenkopplung bei diesem PWM-Prinzip unabdingbar ist ( >> kein exakt linearer Zusammenhang zwischen Pulsbreitenverhältnis und NF-Ausgangsspannung im open-loop Betrieb ).

Der Herr Cuk führte zur Linearisierung der open-loop Verstärkung ( Wirkungsgrad-fressende ) Widerstände in die Zuleitungen von +Ub zu den beiden Trafos ein.

Man könnte jetzt dem Patent des Herrn Cuk noch eins draufsetzen, indem man den Dreieckgenerator so modifiziert, dass er eben kein lineares Dreieck, sondern eine gerade so "verbogene" dreieckförmige Spannung erzeugt, dass sie den nichtlinearen Zusammenhang zwischen Pulsbreiten-Verhältnis und Ausgangsspannung ausgleicht.

Freudige Überraschung:

Der Patentschutz auf DE-2917926-C2/-A1 erlosch am 03.05.1999.

Na denn ma los!

"BRÜSEAG der ZWEITE"

Kann man aus popeligen 25V 300WRMS an 4Ohm zaubern? - Man kann!
Sogar auf deutlich niedrigerem Verzerrungsniveau, als 1978 bei Herrn Cuk, der mit der gleichen Betriebsspannung unverzerrte 40W an 8Ohm erreichte.

http://img210.echo.cx/img210/6845/clnr01ms739vp.jpg

Der Inhalt von "X1" ist leider bis auf weiteres TOP SECRET.

Wer vorher schon experimentieren möchte, kann es entweder mit einer geringeren Ausgangsleistung, oder einer höheren Betriebsspannung und ohne X1 versuchen, oder mir schlimmstenfalls die Patentanmeldung verderben.

Für die 300W-Version sind die RM10-Trafos etwas schwachbrüstig, also RM12/N49.

Bei einem Gesamtluftspalt von 1.58mm ergibt sich der praktisch gleiche AL-Wert von 114nH, die Gesamtinduktivität bleibt gleich, und damit auch die Windungszahlen für prim und sec.

Der größere Wickelraum gestattet nun jeweils 12x0.28mmCuL, der R_DC liegt dann bei ca. 28mOhm pro Wicklung.

Imax erhöht sich gegenüber RM10 von 8.5A auf immerhin 13A.

@ Beobachter

Heißt das jetzt 12Wdg primär u. 12 Wdg sekundär?
Und wer schleift Kerne nach Wunsch?

@Ampericher

Nein, auch bei RM12 prim. 20Wdg und sec. 18Wdg, aber nicht 7 Drähte 0.28CuL parallel, sondern 12 Drähte 0.28 parallel.

Für 7x0.28 ( für RM10 ) kann man auch 60x0.1 HF-Litze nehmen und für 12x0.28 ( für RM12 ) 90x0.1 HF-Litze.

Die genaue Sekundärwindungszahl muß experimentell für den insgesamt niedrigsten Ausgangsripple ermittelt werden. Sie könnte je nach genauem Koppelfaktor der Wicklungen auch z.B. 18.5 Wdg betragen.

Grundsätzlich wird beim coupled-inductor design z.B. bei DC-DC-Wandlern geraten, die Wicklungen zur besseren Kopplung bifillar auszuführen. In diesem Fall könnte sich das aber negativ auswirken, da hier die Kopplung rein induktiv und nicht auch kapazitiv sein sollte. Ob es dann einen Restripple auf der Primärseite geben sollte, ist ja egal, Hauptsache der Ripple verschwindet auf der Sekundärseite.

Hinweis zur Ferritschleiferei, der DRITTE:

www.ferrit-bearbeitung.de

@ Beobachter

Danke.

Die Punkte an den Trafos, bedeutet das, jeweils Wickelanfang, bei gleichem Wickelsinn?

Sind statt der RM-Kerne auch Ringkerne denkbar?

Wie ist die Qualität dieser Schaltung, im Bezug auf den SODFA einzustufen?

@Ampericher

Deine Vermutung zu den Punkten ist richtig.

Ringkerne haben im Vergleich zu RM- oder anderen Schalenkernen einen fast doppelt so hohen magnetischen Formfaktor ( magn. Weglänge / Kernquerschnitt ). Bei gleicher Größe, bzw. gleichem magn. Volumen ist also bei Ringkernen die Querschnittsfläche deutlich kleiner, als bei Schalenkernen. Für die gleiche Induktivität benötigt ein Ringkern mehr Windungen.

An Stelle der RM10 müßte man hier schon einen 40mm-Ringkern nehmen. Dieser bräuchte außerdem einen Luftspalt. Die Ferroxcube-RK gibt es nur bis D=26mm. Ob ein größerer Eisenpulver-RK geeignet ist, kann ich theoretisch nicht vorhersagen, da zumindest bei Amidon keine vernünftigen Daten angegeben werden.

Die Trafos in dieser Applikation arbeiten ja sowohl als Drosseln, als auch als Transformatoren für immerhin 400kHz. Das mit Abstand beste Ferrit dafür ist Epcos N49. Das ist nur für kleine E-Kerne ( hier absolut ungeeignet ) und eben für RM-Kerne verfügbar.

Für erste Versuche gibt es den RM10N49 aber sogar bei Bürklin: 83D120


Über den erreichbaren Klang dieser außergewöhnlichen Schaltung kann ich mangels praktischer Versuche noch gar nichts sagen.

Sehr interessant ist aber, dass ja ohne LC-Filter am Ausgang die Über-Alles-Gegenkopplung auch nicht langsamer ist, als bei Analogverstärkern ( wenn man nicht gerade einen "741" dafür nimmt, wie in der Originalschaltung von 1978 ).

Noch interessanter für mich ist die Eigenart dieser Schaltung, dass sie sogar in der Lage ist, eine Ausgangsspannung zu liefern, die bis zum 8-fachen! der Betriebsspannung hochgehen kann. Also der ideale Car-Hifi-Verstärker.

Ich habe nochmal den inkohärenten Datenwust bei Amidon durchforstet und bin fündig geworden:

Der FT114A mit Material 61 dürfte funktionieren.

Bei prim. 18Wdg und sec. 16Wdg stimmen die Iduktivitätswerte.

Bei einem Kernquerschnitt von knapp 69qmm ( war natürlich nicht angegeben, mußte errechnet werden ) beträgt die mittlere maximale Flußdichte bei 40V Hub und 400kHz etwa 40mT, was für dieses Material ( wahrscheinlich, Angaben fehlen ) kein Problem sein dürfte.

Die maximale Strombelastung kann ich nur schätzen, wahrscheinlich etwas geringer, als bei RM10.

Vorteilhaft ist aber auf jeden Fall, dass hier kein Luftspalt in die Wicklungen einstreuen kann.

Der R_DC der Wicklungen ist geringer, als bei RM10.

Ich werde die Dinger wahrscheinlich für meinen ersten praktischen Versuch mit dieser Schaltung einsetzen.

Wenn der Ringkern in der Praxis funktioniert, kann man für eine größere Ausgangsleistung zwei FT114A übereinander legen und zusammen bewickeln. Die Wickeldaten dafür wären aber vorerst nur Schätzwerte von Schätzwerten.

Hier ist das Layout für den ersten "coupled-inductor"-Audioverstärker nach dem derzeitigen Stand der Technik:

http://www.die-webto...bd1b51367789a726.jpg

Aufgrund der gleichzeitigen Ansteuerung von N-und P-Kanal-FETs ist der Aufbau der Layouts nicht einfach, da man sich bei der Anordnung der MOSFETs nach den Treibern richten muß, die Trafos aber eigentlich eine andere Anordnung fordern.

Hier ist der aktuelle Schaltplan zum Layout. Gegenüber der letzten Version sind nur die beiden Spannungswandler hinzugekommen und das Modul zur Linearisierung ist jetzt ein Hardware-Modul, wie auch auf dem Layout ersichtlich. Ohne Modul müssen lediglich Pin1 und Pin2 gebrückt werden.

http://img246.echo.cx/img246/4171/ci01ms73zb.jpg

Auf dem Layout sind zunächt RM10-Trafos vorgesehen, Ringkerne lassen sich mit etwas Drahtbiegerei aber auch verwenden.

Die Befürchtung, dass eine bifillare Bewicklung der Trafos sich eventuell negativ auswirken könnte, habe ich nicht mehr. Ich befürchte eher, dass sich der Luftspalt im RM10-Kern negativ auf den Klang auswirken könnte. Dann wäre ein Ringkern die einzige Alternative.

Alles weitere wird die Praxis zeigen.

@ Beobachter

Werden wir die Schaltung für das Modul auch noch sehen, oder bleibt das ein Geheimnis? Und was wird durch das Modul linearisiert?

Weiter habe ich noch eine Frage, gilt auch für den SODFA.
Wie sieht es beim Betrieb von mehreren Endstufen aus,
sollte die Frequenz des Dreieckgenerator nicht regelbar sein, um Schwebungsfrequenzen zu vermeiden?

Die Schaltung des Moduls wird frühestens nach Vergabe der Registriernummer für meine neue Patentanmeldung und spätestens nach Offenlegung dieser Patentschrift bekanntgegeben - kann also noch dauern.

Was die Schaltung hier bewirkt, kann ich auch noch nicht sagen.

Der coupled-inductor Amp sollte von allen PWM-Verstärkern am unempfindlichsten für gegenseitige Beeinflussung durch andere Kanäle sein.

Der SODFA stellt in dieser Hinsicht das genaue Gegenteil dar, deshalb war ich so "wahnsinnig", gleich zwei SODFA-Vollbrücken nebst SNT auf eine Platine zu setzen - um zu beweisen, dass bei geeigneter Masseführung sogar das geht.

Und erzählt mir jetzt bitte nicht, ihr hättet das alle genau gerafft, was hier abläuft. Dann müsste ich doch noch mal drüber nachdenken, ob ich seit 32 Jahren den richtigen Beruf ausübe.
Gespannt währ ich schon, wie die Simu damit klar kommt. Bist du dran, Timo?
Ich weiß jetzt zwar, wie Coupled-Inductor-Amp aussieht, aber Quellliteratur hab ich bisher noch nicht dazu im Netz gefunden. Nur so viel, dass Slobodan Cuk und Robert W. Erickson keine völlig unbekannten Leute sind, und sich viel mit solchem Kram beschäftigt haben. Könnte also schon was dran sein. Verstehe bloß nicht, warum da bisher noch keiner was draus gemacht hat.

@ Beobachter:
Probieren ist sicher nicht verkehrt. Ich würde das Signal aber dennoch nicht ganz ungefiltert rauslassen. So genau kriegt man die Schaltzeiten der Transistoren bestimmt nicht gleich, dass nicht noch ein paar Sauereien übrig bleiben. Da brauch man sich aber nur auf höhere Oberwellen konzentrieren, also keine Gefahr für die NF und den Klang.

Ich bin sehr gespannt auf Ergebnisse

Tillg

Was mich beruhigt: auch Beobachter hat die Schaltung ja nicht "gerafft", sonst hätte er ja nicht plötzlich ne 1-Trafo-Schaltung draus gemacht.
Wie auch immer: mir gefällt diese ganze "Patent-Geierei" nicht. Damit macht man jeden freien und unbeschwerten Dialog kaputt, weil man plötzlich genau aufpassen muß was man sagt.

@ Rumgucker

Warum mußt Du den Beobachter immer angreifen?
Von ihm habe ich seit Weihnachten mehr gelernt, als in den
vergangenen dreißig Jahren.
Du bist ein echter Stinkstiefel.

Daß Beobachter ein "Abheber" ist von dem wir alle lernen können, da gibts wohl keine zwei Meinungen. Ich lobe, wenn es was zum Loben gibt. Ich sag aber auch genauso offen, wenn mir was nicht passt.

An alle ewigen Zweifler:

http://img41.echo.cx/img41/6835/potentialtrennungms70kd.jpg

Dass die obere Schaltung tatsächlich zwei Gleichspannungen produziert, die hier komplementär über V_steuer eingestellt werden können, beweist folgender Link:

www.huhn-rohrbacher.de/schaltop/pics/CUK.gif

Bei der unteren Schaltung sind die Dioden D1 und D2 durch zwei P-MOS-Schalter ersetzt, wobei T5 mit T4 und T6 mit T3 eingeschaltet ist. Damit ist die Funktionsweise identisch zur oberen Schaltung, nur dass jetzt ein Strom zwischen LSplus und LSminus in beide Richtungen fließen kann, genau wie beim coupled-inductor-Amp ohne Potentialtrennung.

Durch die Gegenkopplung ergibt sich dann ein linearer Zusammenhang zwischen NF_in und der Spannungsdifferenz am Ausgang der beiden komplementär gesteuerten Wandler.

@Beobachter

Die obere Schaltung tiefpaßfiltert über die Trafoinduktivität und die C's am Ausgang, ansonsten wie gehabt keine Gegenkopplung.

In der zweiten Schaltung der Versuch einer Gegenkopplung - so wird ein über die Trafos verzögertes Gegenkopplungssignal benutzt - selbst wenn die symmetrischen Ausgänge relativ zueinander die gleiche Gruppenlaufzeit hätten, ist sie gegenüber dem Fußpunkt von R1 - also im Bezugspunkt des Eingangssignals - zeitverzögert und die GK damit unwirksam.

Sind das Hirn-"Gespinste" oder unter Gottes großer Gnade ermöglichte Realitäten ?

@Gegentakt

Der coupled-inductor-Amp ohne Potentialtrennung ist alles andere, als ein Hirngespinst. Der Prototyp lief bereits 1978 am CalTec. Trotz aus heutiger Sicht "übelster" Bauteile kam die Gegenkopplung ohne Kompensation aus. Die obere Grenzfrequenz war damals 36kHz bei einer Taktfrequenz von nur 80kHz, damit erfüllt die Schaltung fast das theoretische Maximum für das Abtast-Theorem.

Ein LC-Tiefpass verzögert, ein Trafo kaum(stens).

Nähere Informationen: Patentschrift DE 2917926 A1


Ein coupled-inductor-Amp mit Potentialtrennung ( wie gezeigt ) ist vorerst nur eine Idee, aber bisher auch ohne ein Argument, das gegen die gedachte Funktionsweise spricht.

Die Gegenkopplung wird hier genauso funktionieren, wie bei der Grundschaltung ohne Potentialtrennung.

@Beobachter

Ja klar, CalTec, ich hatte das gelesen. Feynman war schon unter den Seligen, trotzdem hätte er sich wohl kaum um solche Dinge gekümmert, schade, daß er es nicht mehr tun konnte ... will sagen, die Sache mit der spulenbedingten Gruppenlaufzeitverzögerung innerhalb der GK bleibt suspekt.
Um es noch einmal zu betonen: "LS-" und LS+" haben relativ zum Bezugspunkt des Eingangsverstärkers eine Gruppenlaufzeitverzögerung, die ich persönlich indiskutabel finde (nicht nur ich), aber diese Einschätzung ist sicherlich unerheblich.

"Ein LC-Tiefpass verzögert, ein Trafo kaum(stens)."
Das klingt lustig und ich kann dir nur die Daumen drücken.
Ich bete auch ein wenig mit herbei, auf daß mir endlich die ideale, signalgesteuerte PWM-Stromversorgung für einen schnellen Analogverstärker gelinge, man spielt da durchaus mit alternativen Ideen ....

"Die Gegenkopplung wird hier genauso funktionieren, wie bei der Grundschaltung ohne Potentialtrennung."
Klar wird sie funktionieren, auch wenn es angestrengt klingt (durchaus doppelsinnig gemeint). Ich sage mir: wenn ich die GK versehentlich hinter der 0.5uH (!) kleinen Drosselspule (m)eines schnellen Analogamps abnehme, habe ich einen Lapsus, die GK ist sozusagen im Eimer.

Wieviel uH hat eigentlich so ein Trafo ?

@gegentakt

Ein Transformator ist ein Transformator und keine Drossel.

Denk mal daran, dass ein optimierter Impulsübertrager ein Schaltsignal immer noch schneller auf eine Hochvolt-Schaltstufe überträgt, als selbst die besten "High Speed-Optokoppler".

Das Problem, aus einem coupled-inductor-Amp einen audiophilen Verstärker zu machen, liegt ganz woanders. Die Lösung verbirgt sich in dem Modul "X1", aber darüber kann ich leider noch nicht sprechen.

Ohne "X1" funktioniert es auch - bis zu einer gewissen Grenze.

Über das Verhalten der Gegenkopplung steht übrigens auch einiges in der genannten Patentschrift von 1978.

@Beobachter

Gut, wenn der Übertrager im Zeitbereich keine Verzögerung verursacht, ware das natürlich nicht mehr DAS Problem.

Sollte T3 und T4 nicht auch galvanisch ansteuerbar sein ?

T3 und T4 galvanisch ansteuern?

a) Wie soll datt denn gehn?

b) Watt soll datt denn fürn Sinn machen? - Die ganze schöne Potentialtrennung wäre ja wieder beim Teufel!

Nur die Ruhe. Meine Überlegung kreist vorerst nur um die Tatsache, daß die Ansteuerung von T3/T4 um den Übertrager Tr10 ungleich vonstatten geht. An einem weiteren Übertrager für T3/T4 solls nicht scheitern, sofern das überhaupt maßgeblich ist.

Dann gehen Deine Überlegungen also dahin, eventuell auch T5/T6 ( nicht nötig, aber aus Symmetriegründen ) über einen identischen Übertrager anzusteuern, wie bei T3/T4 ( wo ein Übertrager unumgänglich ist ).

Das wäre sinnvoll. Noch besser, man verwendet einen Übertrager mit 4 Sekundärwicklungen.

Sorry, T3 und T4 im unteren Plan heißen T1 und T2 im oberen. Beim Umkopieren der Einzelpläne zählt der Schaltplan-Editor ja den RefDes automatisch weiter und gestattet keine "Doppeldeutigkeiten" auf einer Seite. Vielleicht deshalb die Verwirrung.

"Das wäre sinnvoll. Noch besser, man verwendet einen Übertrager mit 4 Sekundärwicklungen."

Zum Beispiel.
Ich beschäftige mich jetzt mal mit dem Sodfa im anderen threath.