Sekundärseitige DC-Offset Kompensation / RKT als Ausgangsübertrager (SE)

Hallo Herbert,

zunächst wieder vielen Dank für die Zeit, die Du hier investierst.

Wegen der aktiven Last, habe ich auch ein wenig im Netz gesucht und auch probiert ...
Im Hifi-Forum habe ich einen Thread aus 2014 gefunden. Dort hat Jemand ein LTP mit CCS im Kathodenzweig und mit Gyrator in den Anodenzweigen vorgestellt (in den Thread warst Du, glaube ich, auch "involviert" ).


[Quelle: hifi-forum_de]

Ich habe das mal mit der 6N3P bei niedriger Betriebsspannung (160V) im LT-Spice probiert, aber so richtig schöne Ergebnisse erhielt ich leider nicht. Auch diese Schaltung scheint mir in Bezug auf kleine Änderungen einiger Bauteilwerte auf das Gesamtresultat sehr empfindlich. Und mehr als ca. 23 dB Spannungsverstärkung erhalte ich mit der Schaltung und der 6N3P bei 160V Versorgungsspannung auch nicht. Der Frequenzgang in meiner Simulation ist auch "unter aller Kanone".



Zusätzlich noch Operationsverstärker einzusetzen halte ich auch nicht für das Mittel der Wahl. Ich bin zwar nicht prinzipiell gegen Halbleiter in Röhrenschaltungen, aber Operationsverstärker sind auch mir dann "to much", zumal der Grad der Schaltungskomplexität IMHO dann doch sehr (/zu) hoch wird (für das anvisierte Ziel des kleinen Kopfhörerverstärkers).

Nun weiß ich auch nicht wirklich, was man tun kann ... Ich neige aktuell fast dazu (für meinen Aufbau) doch die Anodenspannung zu erhöhen, um dadurch dann mit ohmschen Anodenwiderständen arbeiten zu können. Die CCS mit Halbleitern im Kathodenzweig des LTP scheint mir aber schon sehr sinnvoll zu sein. Wenn sich das Konzept CCS im Kathodenzweig und aktive Last in den Anodenzweigen mit der ECC81 bei "gemäßigter" Versorgungsspannung realisieren lässt, wäre das natürlich auch schön.

Für den Fall des 2x30-V-Netztrafos und dem geneigten Nachbauer der Schaltung ... Meinst Du nicht, dass es sinnvoll sein könnte die Endröhren (6N6P) bzw. den an diese angeschlossenen Ausgangsübertrager (RKT) mit den 160V zu versorgen und nur für die Vorröhren eine höhere Spannung zu verwenden? Die wenigen mA könnte man ggf. durch einen kleinen Printtrafo erzeugen, der "rückwärts" an eine 30V-Wicklung des Hauptnetztrafos angeschlossen ist. In Summe wäre das relativ zu realisieren, und würde auch nicht so viel Platz beanspruchen bzw. Euros kosten (für meinen Aufbau wären es ein paar Meter Cu-Lackdraht auf dem RKT mehr).

Da Du treffend von "Spannungen (oder Strömen) festnageln" gesprochen hast ... wieder eine Frage von mir ... Eine aktive Last im Anodenzweig der Röhre kann man ja durch unterschiedliche Wege realisieren, hauptsächlich durch eine Konstantstromquelle oder einen Gyrator (elektronische Nachbildung einer Induktivität). Die Sache mit der Induktivität ist mir halbwegs klar ... man versucht eben die Anodendrossel zu ersetzen. Nur wie ist das mit der CCS (auch) im Anodenzweig ? Ich hatte hier schon ein wenig gelesen ( Gyrator vs CCS als aktive Last ) ...

Die CCS stellt ja im Idealfall eine frequenzunabhängige sehr hohe Impedanz dar. Eine Induktivität (und damit auch ein Gyrator) bildet aber eine frequenzabhängige Impedanz.
Wann nimmt man nun vorzugsweise eine CCS und wann einen Gyrator als elektronische Last im Anodenzweig?

Ob das LT-Spice-Modell der 6N3P (6N3P-E) evt. nicht ganz so "ausgegoren" ist, kann ich leider nicht sagen. Ich hatte es hier gefunden.

Bis hier hin erst einmal ...

Ich warte dann, bis Du Zeit findest, hier etwas weiter machen und wenn mir evt. noch etwas einfällt "rufe" ich wieder.

Viele Grüße
Steffen

Servus Steffen,

Ste_Pa (Beitrag #52) schrieb:

Der Frequenzgang in meiner Simulation ist auch "unter aller Kanone".

erstmal sollte das Gitter der rechten Röhre durch einen gleichstromwirksamen Gitterableitwiderstand (499[kOhm]) ein vernünftiges Gleichspannungspotential erhalten. Vermutlich sind danach die Anoden-Gleichspannungen der beiden Trioden auch ungefähr identisch groß.

Und wenn dann der Bode-Plot immer noch genauso aussehen sollte: Zumindest der Baßfrequenz- und Phasengang deutet darauf hin, daß da irgendwo in den "Gyratoren" (die ich mir jetzt nicht näher angesehen habe) die Kapazitätswerte von Kondensatoren zu klein sind. Zum Thema "Gyratoren": Ein Abgriff des Ausgangssignals mitten in einer Halbleiterschaltung an einem Knoten von MOSFET, Z-Diode und Widerstand und nicht mehr direkt an der Anode oder Kathode einer Röhre hat aus meiner Sicht mit einer Röhrenverstärkerschaltung nur noch sehr bedingt etwas zu tun.

Und zu dieser Version von Kathodenstromquelle (die ja wohl für einen Gesamtstrom durch beide Trioden von ca. 8[mA] sorgen soll): Kann man so machen, muß man aber nicht. Begründung: Das ist nichts weiter wie ein durch einen Basisvorwiderstand (R2) ausgesteuerter Transistor (Q1), der an seiner Basis durch einen weiteren Transistor (Q2) in Abhängigkeit von der an einem Strom-Sense-Widerstand (R8) abfallenden Spannung wieder gesperrt wird (eine Schaltungsart, die sich als Kurzschlußschutz in vielen Netzteilen und Audioendstufen findet). Nur: Sowohl die Stromverstärkung von Q2 wie auch die Temperaturabhängigkeit der U(BE) von Q2 (~ -2[mV/K]) gehen voll in das Ergebnis - nämlich die Höhe des Quellen- oder Senkenstroms - ein. Was sagt denn die Simulation - welchen dynamischen Innenwiderstand hat diese Stromquelle? Ermittlung des dynamischen Innenwiderstands: Spitze-Spitze Spannungswert der Kathodenspannung (ohne DC-Komponente (= Offset)) bei Sinusaussteuerung durch den Spitze-Spitze Wert des Konstantstrom-quellen-senken-Stroms (ohne DC-Komponente (=Offset)).

Ste_Pa (Beitrag #52) schrieb:

Ich neige aktuell fast dazu (für meinen Aufbau) doch die Anodenspannung zu erhöhen, um dadurch dann mit ohmschen Anodenwiderständen arbeiten zu können. Die CCS mit Halbleitern im Kathodenzweig des LTP scheint mir aber schon sehr sinnvoll zu sein.

Wenn total 500[V] (+300[V] / -200[V]) kein Problem sind, kann man es auch machen, wie nachfolgend gezeigt (Kaskode-Differenzverstärker mit Kaskode-CCS an den Differenzverstärkerkathoden) - ist ein Ausriß aus einer professionellen Meßverstärkerschaltung von 1966:


In höherauflösend: https://s12.directupload.net/images/200824/i463qtdc.jpg

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

der Gitterableitwiderstand der rechten Röhre (den ich vergessen hatte ) war das Problem. Mit diesem sieht die Simulation schon freundlicher aus, auch die beiden Anodenspannungspotentiale der LTP-Röhren sind jetzt in etwa gleich.



Wegen dem Innenwiderstand der Konstantstromquelle ... hier traue ich meinen Simulations"mess"daten nicht so recht. *grübel*
Ich erhalte am "Mess"shunt (Rk_mess) eine Stromamplitude von I_SpitzeSpitze = 0.00006 mA (7.86940 mA - 7.86934 mA). Die Spannungsamplitude an der gemeinsamen Kathode des LTP (CATHODES) liegt bei 330 mV (U_SpitzeSpitze = 1.26 V - 0.93 V). Das ergibt dann einen ri der Stromquelle von 5500 MOhm (0.33 V / 0.00000006 A). Ist das nicht utopisch hoch ???



Ich schreibe nachher noch etwas weiter.

Viele Grüße
Steffen

PS:

Zum Thema "Gyratoren": Ein Abgriff des Ausgangssignals mitten in einer Halbleiterschaltung an einem Knoten von MOSFET, Z-Diode und Widerstand und nicht mehr direkt an der Anode oder Kathode einer Röhre hat aus meiner Sicht mit einer Röhrenverstärkerschaltung nur noch sehr bedingt etwas zu tun.

Ja, ich denke auch, dass die gute Röhre, dann nicht mehr im Hauptfokus steht.

Ich überlege aktuell auch generell, wie viel Aufwand man in der Vorstufe so treiben möchte / sollte. Man muss IMHO ja auch immer die Endstufe und besonders, das vermutlich nicht so ideale Frequenzverhalten, des als Ausgangsübertrager eingesetzten (ggf. DC vormagnetisierten) Ringkerntrafos "im Auge behalten". Nicht dass wir nachher eine super Vorstufe haben, deren Qualität durch die genannten Defizite aber gar nicht zum Tragen kommt.
Aber äußerst interessant und sehr lehrreich sind die ganzen Konzepte in jedem Fall.

Wenn total 500[V] (+300[V] / -200[V]) kein Problem sind, kann man es auch machen, wie nachfolgend gezeigt (Kaskode-Differenzverstärker mit Kaskode-CCS an den Differenzverstärkerkathoden) - ist ein Ausriß aus einer professionellen Meßverstärkerschaltung von 1966 ...

Hui ... das ist ja mal eine imposante Vorstufe. Aber ich denke für einen kleinen KHV dann doch etwas über das Ziel hinaus "geschossen".

PSS: Da wir weiter oben auch die Stromquellen ein wenig "behandelten" und Letztens auch den LM317 ... Mir schwirrt ja auch (falls es sich doch als notwendig herausstellen sollte) die sekundärseitige Kompensation des Vormagnetisierung des RKT im SE-Betrieb im Kopf herum. In einem Thread im µC-Forum hatte ich eine interessante Schaltung gefunden, die eine Konstantstromquelle vorstellt, die zu einer sekundärseitigen Kompensation der Vormagnetisierung eingesetzt wurde, eine DC-Röhrenheizung ist dort auch mit einbezogen (Klick).
Diese Schaltung habe ich mal ein wenig auf das kleine KHV-Projekt angepasst (und auch die DC-Röhrenheizung ausgeklammert), weil ich, wenn diese Kompensation notwendig sein sollte, ich den Kompensationsstrom manuell einstellbar halten möchte. Das geht schlecht, wenn ich dadurch den Heizungstrom der Röhren mit verändere (außerdem wollte ich ja auch die AC-Heizung erstmalig bei meinen Projekten einsetzen ).

Hier mal ein Entwurf:


Hast Du hier evt. Kritikpunkte anzubringen? Und wie sähe es hier mit einem LM317 aus ? Einfach betrachtet habe ich ja "nur" die Ripplefrequenz der Gleichrichtung, die der LM317 ausbügeln muss. Andererseits und genauer betrachtet arbeitet der LM317 "gegen" eine in die Sekundärwindung durch das Nutz-NF-Signal eingeprägte Wechselspannung, die auch höhere Frequenzanteile aufweist.

So .... mal wieder eine Meldung von mir ...

Die letzten beiden Wochen war hier viel zu tun, so dass ich jetzt erst wieder Zeit fand an dem Projekt weiter zu tüfteln.

Ich bin nun aber einige Schritte zurück gegangen (quasi back to the roots). Neu inspiriert hat mich ein Bauvorschlag für einen SE-Amp mit der Röhre CL6 als Endröhre von Michael Kaim von BTB-Elektronik. Der CL6-Amp wurde in der Zeitschrift Klang+Ton 3/2019 vorgestellt. Der Schaltplan ist auf der Webseite von Holger Barske veröffentlicht. An dieser Schaltung hat mir die Kathoden-Gegenkopplung an der Endröhre gefallen, die das sekundäre Signal des Ausgangsübertragers nutzt.
Weiterhin ist in der Schaltung noch eine Gegenkopplung von der Anode der Endröhre (an dem der AÜ "sitzt") zur Anode der Vorröhre über R14 (1 MegOhm) realisiert.

Die genannten beiden Gegenkopplungsarten habe ich mal auf meine Basischaltung angewendet. Als Vorröhre habe ich jetzt anstelle der zunächst angedachten 6N3P eine ECC81 (µ ca. 60) vorgesehen.

In der LT-Spice-Simulation sieht das nun wie folgt aus:



LT-Spice ermittelt eine THD von 0,1% bei 100mW im 600-Ohm-Kopfhörer.

In Bezug auf den als Ausgangsübertrager eingesetzten 50-VA-Ringkerntrafo habe ich folgendes Schema vorgesehen ...



Meinungen zu diesem Konzept würden mich sehr interessieren.

Viele Grüße
Steffen

Ste_Pa (Beitrag #55) schrieb:

Die letzten beiden Wochen war hier viel zu tun, so dass ich jetzt erst wieder Zeit fand an dem Projekt weiter zu tüfteln

Da ging's Dir so wir mir leider immer noch (Corona wirbelt beruflich so manches - unvorhersehbar - durcheinander) auf unbestimmte Zeit.

Grüße

Herbert

Ja Herbert, es ist eine Crux derzeit, eigentlich sollte der kleine Amp ja schon im Sommer fertig werden, aber Corona bringt Vieles durcheinander. Aber die Hauptsache ist ja, dass man gesund bleibt.

Meinst Du denn ich könnte es wagen zumindest schon mal die Ringkerntrafos für die Ausgangsübertragung (wie oben skizziert) zu wickeln ? In Bezug auf die Endröhre (6n6p) und den angestrebten Ra von 3kOhm waren wir uns ja eigentlich so weit "einig".

Ob ich die zusätzlichen Wicklungen für die Kathoden-GK und eine sekundärseitige Bias-Kompensation nachher wirklich brauche, weiß ich zwar noch nicht, aber wenn ich eh am Wickeln bin, spielen die beiden zuätzlichen kleinen Wicklungen keine große Rolle. Eventuell merke ich aber beim Wickeln auch, dass das von Hand ausgeführt doch keine so gute Idee ist.

Viele Grüße
Steffen

Hallo Zusammen,

ich habe mal einen RKT (Sedlbauer 858744 Ringkerntransformator 1 x 230V 2 x 30 V/AC 50 VA 0.833A) "enthäutet".

Dabei hat mich aber das Wickelschema irritiert. Sekundär sind 2x30V am Trafo vorhanden. Jede der 30-V-Wicklungen geht nun quasi vom Anschuß bis ca. 350 Grad bezogen auf den Kern, dann aber genau den selben Weg wieder zurück. Für eine maschinelle Wicklung mag dies sicher Vorteile haben, weil man nicht "über " den Anschlußsektor "hinüber" wickeln muss. Aber ist dieses Wickeln ("Hin" und wieder "Zurück") für eine gute Ausnutzung des magnetischen Flusses im Kern nicht eher kontraproduktiv? Ich hätte erwartet, dass die Richtung des Wickelverlaufes gleich bleibt, man also über den Anschlusssektor herum wickelt.
Wie das Wickelschema der Primärwicklung ausschaut weiß ich leider nicht, da ich diese unangetastet lassen wollte, um den RKT auch noch verwenden zu können. Im nachfolgenden Foto ist das Schema einer 30-V-Wicklung gezeigt, die erste 30-V-Wicklung ist auf dem Foto schon entfernt.





Viele Grüße
Steffen

Hallo Herbert, Hallo Forengemeinde,

das Projekt lag hier leider etwas länger auf Eis, vorige Woche habe ich nun aber endlich meine Ringkerne sekundärseitig neu bewickelt. Der "Spaß" hat dann doch mehr Zeit gekostet, als ich es anfangs vermutete.





Ich will nun auch den Netztrafo wickeln. Allerdings "hänge" ich noch bei der Dimensionierung der Wicklung(en) (Netztrafo), die den sekundärseitigen Kompensationsstrom für die AÜ-RKT erzeug(t/en). Diese wollte ich auf jeden Fall vorsehen, auch wenn ich noch Hoffnung habe, dass meine 50VA-Ringkerntrafos (als AÜ) die 20mA DC-Bias "tolerieren".

Der DC-Widerstand meiner Kompensationswicklung auf dem RKT als AÜ beträgt 7,5 Ohm. Als Kompensationsstrom soll ca. 141 mA fließen (um die primärseitigen 20mA zu kompensieren). Das wären nach Herrn Ohm 1,06 V.
Als induzierte Wechselspannung (NF-Nutzsignal) entstehen bei Vollaussteuerung ca 2,8V(AC_eff) in der Kompensationswicklung (Leerlauf / unbelastet).

Nun bin ich auf der Suche nach einer Konstantstromquelle, die es mir ermöglicht, die ca. 141mA möglichst brummarm bereitzustellen. Die CCS muss dabei auch so arbeiten, dass die Wicklung möglicht wenig belastet wird (d.h die Wechselspannung soll einen möglichst hohen ri der CCS sehen, über einen weiten Frequenzbereich). Und die CCS arbeitet quasi "gegen" die induzierte NF-Nutzsignalspannung. Ich hatte im Elektronik-Teil des Forums auch schon mal angefragt, da die CCS mit Halbleitern aufgebaut werden soll, aber so richtig voran bin ich noch nicht gekommen.

Ich hatte auch schon mit dem Gedanken gespielt "einfach" eine in Relation zu den verlangten 1,06V hohe DC zu erzeugen und einfach eine Pseudo-CCS in Form eines Verheizens über einen einfachen ohmschen Widerstand zu konzipieren, aber so viel Wärme erzeugen will ich dann doch nicht. Und in Grenzen einstellen können, wollte ich den Kompensationsstrom eigentlich auch.
Allerdings bin ich auch nicht sicher, ob zu viel elektronisches Regeln innerhalb einer Halbleiter CCS an der Stelle der DC-Kompensation evt. nicht auch kontraproduktiv ist (weil es möglicherweise akustisch zuhören ist (ständige Änderung / Nachregelung der wirksamen Primärinduktivität und damit Einfluss auf die untere Grenzfrequenz der NF-Signal-Übertragung)).

Für die Versorgung der Röhrenstufe habe ich für jeden Kanal einen Maida-Regler (LM317 (den kleinen in TO-92) mit IRF840-Mosfet)) vorgesehen. Daher sollte Anodenspannung stabil zur Verfügung stehen (und damit auch der primärseitige DC-Bias im AÜ).
Den, wenn man es genau betrachtet, auch auftretenden DC-Mittel-Wert des Nutzsignals (der die 20mA statischen Ruhestrom aus Sicht der Vormagnetisieurng verändert), wollte ich bei meinen Betrachtungen vernachlässigen.
Auch so denke ich, dass bei einer klassichen Gegentaktendstufe sicher auch nie eine hundertprozentige Auslöschung der Ruheströme in der Praxis realisiert wird, so dass der Luftspaltlose-PP-Übertrager hier auch eine gewisse DC "verarbeiten" muss.

Viele Grüße
Steffen

Auf diesem Wege wünsche ich Allen hier noch ein möglichst positives neues Jahr 2021 und in diesen Zeiten vor allem Gesundheit.

Einen kurzen Zwischenstand in meinem Projekt wollte ich auch posten.
Ich habe mittlerweile alle Module für das Projekt fertig aufgebaut. Diese Woche werde ich mich an eine erste Testinbetriebnahme machen (zunächst ohne die CCS-Module zur sekundärseitigen Kompensation der Vormagentisierung im RKT-AÜ).

Das Provisorium sieht im Augenblick wie folgt aus (2x RKT als AÜ, 1 x HV-Netzteil (Maida-Topologie mit LM317LZ und IRF740), 1x RKT als Netztrafo, 1x Platine mit Entbrumm-Trimmer):



Mal schauen, ob die Erstinbetriebnahme gelingt.

Viele Grüße
Steffen

Hallo Zusammen,

ich hoffe, es liest noch jemand hier mit.

Es gibt Neuigkeiten ... Die erste Testinbetriebnahme des KHV (der nun doch recht "mächtig", sowohl platzmäßig als auch gewichtsmäßig, ausgefallen ist ) verlief positiv.

Was ich aber feststellte, ist der Punkt, dass selbst ein 50VA RKT für einen Einsatz als Ausgangsübertrager im Single-Ended-Betrieb (ohne zusätzliche Maßnahmen) eines Kopfhörerverstärkers mit angepeilten ca. 100mW bis 200mW Ausgangsleistung nicht wirklich geeignet ist. Selbst bei einem DC-Ruhestrom von nur 20mA durch die Primärwicklung werden tiefere Frequenzen des Nutzsignales kaum noch übertragen. Mit einer Kompensation des Ruhestromes sieht die Sache aber deutlich positiver aus. Mein Ansatz war die durch den primärseitigen Ruhetrom hervorgerufene Vormagnetisierung des Ringkerns durch die Einspeisung eines (entgegengerichteten) Konstantstromes unter Beachtung des Übersetzungsverhältnisses in eine getrennte Sekundärwicklung des RKT zu beseitigen / zu verhindern.

Meine Untersuchungen/Messung sehen wie folgt aus:



Zum Einsatz kamen zwar nur meine "Schätzeisen"-Scopes, aber zur Einschätzung der niederfrequenten Signalform sollten diese ausreichen. Oben abgebildet ist das Eingangssignal für den KHV (300mV_eff, 20Hz, Sinus), unten dargestellt ist das Ausgangssignal an der 30-Ohm-Wicklung des Ausgangsübertragers (RKT) bei einer ohmschen Last von 30 Ohm. Im Foto von links nach rechts angeordnet sind die Betriebsarten: ideale Kompensation der Vormagnetiesierung, Über- und Unterkompensation sowie gar keine Kompensation. Man erkennt, dass schon leichte Abweichungen von der idealen Kompensation dazu führen, dass sich das 20-Hz-Sinus-Signal am Ausgang stark verzerrt zeigt.

In einem weiteren Schritt habe ich mein ARTA-Messystem (Notebook, Win-XP, E-MU 0202 USB 2.0 Audio Interface, E-MU ASIO-Treiber, DIY-ARTA-Anschlussbox, Tools: ARTA und STEPS) aufgebaut und versucht den Frequenzgang des KHV aufzuzeichnen. Mit ARTA selbst (was zuächst als Soundkartenausgangssignal periodisches Rauschen generiert, damit den zu untersuchenden Amp speist und aus dem Ausgangssignal einen Frequenzgang berechnet) hatte ich aktuell in meinem Aufbau zuviele Störungen (Peaks auf dem ermittelten Graph des Frequenzganges), daher habe ich das ARTA-Teil-Tool STEPS eingesetzt, was im Prinzip einen Wobbelgenerator nachbildet, einen Frequenz-Sweep mit einem Sinussignal durchführt und direkt ein Diagramm mit Amplituden- und Phasengang für den zu untersuchenden Verstärker darstellt.



Im linken Bereich des Bildes ist eine Frequenzgangmessung am KHV in der Beschaltung "Sekundärwicklung: 30 Ohm, Ohmsche Last: 30 Ohm" dargestellt. Das obere Bild zeigt die Messung ohne Ruhestrom-Kompensation, das untere mit. Auch hier (Betrieb ohne Kompensation) sieht man deutlich den Abfall der Signalpegel schon bei Frequenzen unterhalb ca. 500 Hz. Mit der Kompesation (CCS an einer Sekundärwicklung des AÜ) sieht der Frequenzgang hingegen IMHO recht gut aus, besonders im unteren Frequenzbereich. Was ich aber nicht so genau einschätzen kann ist, warum der Frequenzgang ab ca. 4kHz ansteigt und bei ca. 22 kHz einen Peak aufweist (Resonanz?).

Im rechten Bild sind wieder beide Betriebsarten (mit und ohne Ruhestromkompensation) dargestellt, hier wurde am Amp aber die 600-Ohm-Wicklung verwendet mit einer ohmschen Last von 600 Ohm. Hier sieht der Frequenzgang (auch der in der Betriebsart mit Ruhestromkompensation) nicht mehr so schön aus. Insbesondere zeigt STEPS ein starkes "Zappeln" im Phasengang. Woran könnte dies liegen ?

Hinweis: Die STEPS-Messung mit der USB-Soundkarte wurde spannungs(pegel)technisch nicht kalibriert, daher ist die absolute dB-Angabe in den abgebildeten Frequenzgängen nicht korrekt. Zwischen der Messung an der 30-Ohm-Wicklung und der 600-Ohm-Wicklung wurde der Eingangsspannungsteiler des Messinterfaces verändert, um einerseits den Eingangsbereich des ADC auszunutzen und anderseits den ADC nicht spannungstechnisch zu beschädigen. Daher sind auch die dB-Werte beider Messungen quantitativ nicht vergleichbar.
Zur qualitativen Einschätzen der Signalverläufe sollten die Screens aber ausreichen.

Ansonsten habe ich auch schon mal mit einem 30-Ohm-KH und einem 600-Ohm-KH Musik gehört, das klappt ganz gut. Der 30-Ohm-KH (Veho Z8) macht an der 30-Ohm-Wicklung sehr laut Musik (Volume max. ist nicht einstellbar ohne Hörschaden), der 600-Ohm-KH (AKG K240 Monitor) an der 600-Ohm-Wicklung spielt zwar laut könnte aber bei Volume max. noch etwas lauter sein.
Meine Ohren bestätigten auch die Messungen, schalte ich die Bias-Kompensation aus, höre ich sofort, dass die tieferen Frequenzen in Musikstücken fehlen.
Ein leichtes Brummen und Störempfindlichkeiten des Eingangsbereiches (Poti und provisorische Buchsen) vernehme ich. Dies liegt aber sehr wahrscheinlich am Versuchsaufbau mit zu langen Kabeln und noch nicht optimierter Masseführung.
Die Röhrenheizung läuft aktuell mit reiner Wechselspannung (Symmertiertrimmer und 2x 0,68Ohm-Widerstände zur Einschaltstrombegrenzung).

Bei den beschriebenen Untersuchungen ist noch keine Gegenkopplung aktiv.

Eine wichtige Frage beschäftigt mich auch noch .... Sollte ich die beiden Konstantstromquellen (eine für jeden Stereokanal) massetechnisch mit der Schaltungsmasse der Verstärkerschaltung verbinden? Die CCS haben eigene Gleichrichter und auch eigene Wicklungen am Netztrafo, aktuell haben die CCS keine elektrische Verbindung mit der Verstärkerschaltung.

Die Ausgänge (Kopfhöreranschlüsse) sind aktuell auch potentialfrei.

Der aktuelle (Schalt)plan des Aufbaus (Verstärker und Übertrager) zeigt folgendes Bild:



Impressionen vom "Küchentisch" gibt es, wie immer, auch.



Viele Grüße
Steffen

Ich habe noch einmal mein ARTA-Mess-System überprüft und einen Fehler bei in meiner Messanordnung gefunden. Bei der 600-Ohm-Messung war der Spannungsteiler, der die Spannung am Kopfhörerausgang des KHV auf für den ADC ungefährliche Werte herunter teilen sollte, nicht ausreichend dimensioniert. Zum einen war der Gesamtwiderstand zu niedrig, so dass der 600-Ohm-Ausgang zu sehr belastet wurde und zum anderen wurden vermutlich die antiseriellen Z-Dioden der Messbox "aktiv" und begrenzten das Ausgangssignal.

Eine neue Messung zeigte nun folgende Ergebnisse:



Jetzt sieht das Bodediagramm auch bei der Messung am 600-Ohm-Ausgang schon viel freundlicher aus.

Was allerdings bleibt ist ein (leicht aber stetig) Anstieg der Amplitude ab ca. 4 kHz, welcher beim Betrieb im 30-Ohm-Modus deutlicher ausgeprägt ist als im 600-Ohm-Modus. Weiterhin ist ein Peak der Amplitude bei ca. 22 kHz zu sehen.

Was könnte man hier als Gegenmaßnahm(e) ergreifen ?

Und ist das "Wackeln" im Phasengang bedenklich ?

Ich probiere morgen mal die Kathodengegenkopplung (mittels Einschleifen deiner Ausgangsübertragerwicklung) an den Endröhren aus, evt. kann diese ja den Amplitudenanstieg bei höheren Frequenzen etwas "ausbügeln".

Viele Grüße
Steffen

Ich habe auch noch mal die Wirkung der Kathoden-Gegenkopplung (getrennte Sekundärwicklung des AÜ im Kathodenzweig der Endröhre) getestet. Ich habe zwei Wickel auf dem RKT als AÜ dafür vorgesehen, die den Impedanzen von 10 Ohm und 20 Ohm bezogen auf das Übersetzungsverhältnis (Ra = 3 kOhm) entsprechen. Die Messergebnisse (STEPS) an der 600-Ohm-Anzapfung (R_Last = 600 Ohm) sehen wie folgt aus:



Die Wirkung der GK ist erkennbar. Die Gesamtverstärkung sinkt etwas, der Bassbereich im Bodediagramm wird linearer. Allerdings scheint die GK wenig bis kaum auf das Problem des Amplitudenanstieges ab ca. 4 kHz wirken zu können.

Viele Grüße
Steffen

Hallo Zusammen,

mein Thread fand die letzten Monate leider weniger Resonanz ... Ich möchte dennoch meine Abschlussdokumentation des Projektes hier zeigen. Mittlerweile habe ich den Kopfhörerverstärker fertig gebastelt und diesem auch ein passendes DIY-Holzgehäuse spendiert.

@Herbert: Falls Du hier noch mitliest An dieser Stelle auch noch mal ein Dank von mir für die vielen Anregungen, die Du zu dem Projekt gegeben hast. Auch wenn ich weder das LTP noch die Halbleiter-Stromspiegel letztendlich eingebaut habe, hat mich die Diskussion doch fachlich weiter gebracht ... und wer weiß .. vielleicht setze ich auch solche Lösungen mal in einem zukünftigen Projekt um.

Mit dem Gerät und dem Klang bin ich soweit ganz zufrieden, wobei mein AKG K240 Monitor (600 Ohm Impedanz) noch etwas mehr Pegel bei niedrigerem Klirr hätte vertragen können.

Den Ra, auf den die 6n6p arbeitet, habe ich von den ursprünglich anvisierten 3 kOhm auf 6 kOhm angehoben. Das ergab zumindest etwas mehr "Dampf". Dem Amplitudengang hat dies nicht geschadet. Dieser ist eigentlich ziemlich gut, wenn man bedenkt, dass hier 50-VA-RKT von der Stange, für ca. 16 Euro das Stück, als Ausgangsübertrager arbeiten.

Was ich auf jeden Fall festhalten kann ... Kompensiert man die Vormagnetisierung des Ringkerntrafos nicht, ist der Amplitudengang im Baßbereich ziemlich schlecht. Schon kleine Abweichungen des Kompensationsstromes haben hier einen doch sehr hohen Einfluss. Jede, auch kleine Vormagnetisierung, verschlechtert das Übertragungsverhalten merklich. Dies selbst dann, wenn man einen 50-VA (!) RKT für eine angestrebte Ausgangsleistung für den Kopfhörerverstärker von 100 mW bis 200 mW einsetzt.

Achja ... Dies ist mein erster Verstärker überhaupt, den ich ohne globale Gegenkopplung baute. Ich nutze bei beiden Röhren eine lokale (Strom)Gegenkopplung, bei der Eingangsröhre (ECC81) durch Verzicht auf den Kathodenelko und bei der Endröhre (6n6p) durch Einspeisung eines Wechelstromes von einer getrennten Wicklung des Ausgangsübertragers in den Kathodenzweig.

Meine Messungen (Notebook und Creative EMU 0202 USB Soundinterface mit ATRA/STEPS und REW) ergaben:

Frequenzgang bei 100 mW im Kopfhörer:
15 Hz ... 22 kHz (-3dB)
40 Hz ... 22 kHz (-1dB)

Klirr / THD:
47 mW in 32 Ohm -> THD: 0,33 %
100 mW in 32 Ohm -> THD: 3,49 %
200 mW in 32 Ohm -> THD: 21,21 %
(Den 32 Ohm Kopfhörer betreibe ich leider über einen 20 Ohm Vorwiderstand, daher die schlechteren Werte im Vergleich zur Messung für den 600-Ohm-Kopfhörer (der nun an der ursprünglichen 300-Ohm-Wicklung "hängt"). Dies wegen der Änderung des Ra von 3 kOhm auf 6 kOhm. Ich konnte/wollte die AÜ nicht noch einmal neu bewickeln ).

42 mW in 600 Ohm -> THD: 0,25 %
100 mW in 600 Ohm -> THD: 1,18 %
200 mW in 600 Ohm -> THD: 15,58 %

Im Folgenden habe ich noch ein paar Fotos zusammengestellt, vielleicht interessiert es ja den Ein oder Anderen.



B1: Hauptbild des Röhrenkopfhörerverstärkers
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B2: Gerät von Außen
Man sieht hier die mechanische Kopplung der beiden Mono-Lautstärke-Steller über einen Seilzug (mit Lego-Riemenscheiben hinter den Poti-Knöpfen ). Da ich keine Netzleitung an die Gehäusefront ziehen wollte, habe ich einen Drehschalter am Ende des Gerätes verbaut und diesen mittels einer Achse von der Front bedienbar gemacht. Als Einschaltkontrolle dient ein Lichtleiter, der von einer Glimmlampe beleuchtet wird.
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B3: Gerät von Innen
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B4: Schaltplan des (eigentlichen) Röhren-Verstärkers
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B5: Schaltpläne der Netzteile

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B6: Arbeitspunkte der Röhren (ECC81 und 6n6p) [Trioda-Tool]

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B7: LT-Spice-Simulation

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B8: Abschlussmessungen am realen Gerät mit ARTA, STEPS und REW
Hinweis: Die im Post zuvor gezeigten Messergebnisse samt der Problemfragestellung zur Messung resultierten aus meiner Selbstbau-Messbox. Ich hatte dort Z-Dioden zur Spannungsbegrenzung eingebaut. Und eben diese machten vermutlich die in Post #63 beschriebenen Probleme bei der Messung. Die finalen Messungen habe ich nun ohne weitere Schutz- / Begrenzerschaltungen für das Meßinterface vorgenommen. Die Messungen am 600-Ohm-Ausgang erfolgten über einen einfachen rein ohmschen Widerstandsspannungsteiler, um die Messeingänge des USB-Interfaces nicht zu überlasten.
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B9: Darstellung zum Einfluss des Kompensationsstromes auf das Übertragungsverhalten des Ausgangsübertragers (RKT)
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B10: Detailbilder: Wickeln der Ausgangsübertrager (RKT, sekundärseitig neu bewickelt)
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B11: Detailbilder: Wickeln des Netztrafos (RKT, sekundärseitig neu bewickelt)
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B12: Detailbilder: Verstärkeraufbau (Röhren-Teil) in "Sandwich-Technik"
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B13: Detailbilder: Halbleiterplatinen
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Kurzbeschreibung / Technische Daten:

Tube-based Headphone Amplifier
Tubes: ECC81 & 6N6P
Input Sensitivity: 300 mVrms
Output Power: ~ 200 mW
Headphone Impedance: 30/50/150/300/600 Ω
Mode: Single Ended, Class A

Features:
* Toroidal output transformer
* CCS based compensation of premagentization
* Local negative feedback (cathode negative feedback, output transformer winding to the cathode of the 6n6p)
* Electronically stabilized anode voltage
* Balance (Volume) & Loudness Control


Viele Grüße
Steffen

Ste_Pa (Beitrag #64) schrieb:

@Herbert: Falls Du hier noch mitliest

Selbstverständlich lese ich hier noch mit. Gratulation zur Fertigstellung des Projektes - und: die mechanische Kopplung der beiden Lautstärkesteller mittels (Zahn?)Riemen ist ja pfiffig.

Grüße

Herbert