Planung: 6V6 PP Amp mit 4 Röhren, aber pro Kanal!

Hallo,
erste Version des Netzteils steht, siehe hier:

Meinungen? Anregungen?
Falls die Frage des Sinns einer Graetzschaltung mit Röhren kommt: Ich wollte keinen FW Gleichrichter nehmen, weil dann zeitweise an einer Anode über 860V anliegen würden.
mfG

Hallo,

wenn Du 430V mit Si-Dioden gleichrichtest, hast Du im Leerlauf 608V an den Röhren. Wozu eigentlich willst Du einen L-Eingang der Siebung? Das macht man bei wirklich großen Verstärkern. Außerdem versaut man sich dann die Niederohmigkeit des Netzteiles nicht durch einen nachgeschalteten Widerstand (R1, R5).
250V~ mit Si-Graetzbrücke gleichgerichtet, Ladekondensator, Drossel und nachgeschalteter Siebkette werden es auch tun, kanalgetrennt braucht das auch nicht zu sein.
R2, R6 sind zu klein. Nach R16 wird ein Siebkondensator nötig sein.

Nächste Sache: so geht das mit der Gegenkopplung nicht. Das Lautstärkenpoti muß vor den Schaltungsteil, der von der Gegenkopplung umschlossen wird.

Wenn Du etwa 30W erzielen willst, sind 2x EL34 unkomplizierter.


MfG
DB

Hallo,

die Heizung der Gleichrichter aus einer Wicklung mit nichtdefinierten Potential ist auch kritisch!

MfG
Volker

Servus Motorburner,

zusätzlich zu meinen Vorrednern (denen ich vollinhaltlich zustimme) möchte ich noch anmerken:

• R27 und R29 sowie R28 und R30 sind jeweils parallel geschaltet - da kann jeweils einer weg. Damit wird natürlich die Grenzfrequenz der Hochpässe, von denen diese Widerstände ein Bestandteil sind, um eine Oktave reduziert --> überprüfen, ob damit im Frequenz- und Phasengang Probleme einhergehen (f(u) des Ausgangsübertragers etc.).
  
• Parallel zu den Strommessern im Netzteil fehlt jeweils ein passend dimensionierter Shunt.
  
• Die (notwendige) Verbindung Schaltungsmasse - Schutzleiter fehlt.
  
• Mit dem 270[Ohm] Kathodenwiderstand ist laut GE-Datenblatt der 6V6GT ein Klasse-A-Arbeitspunkt mit 45[mA] Ruhestrom bei 250[V] Anodenspannung (U(g1) -12.5[V]) definiert. Damit ist die maximal zulässige Anodenverlustleistung dieser Röhre dann auch schon zu ca. 90% ausgereizt. Für die 250[V] Anodenspannung erscheinen mir die 430[Veff] Trafospannung (trotz Gleichrichtung mit Röhren und reinem Drosseleingang der Siebkette, der ja gegenüber einer Siebkette mit Lade-C-Eingang eine niedrigere DC-Ausgangsspannung hat) etwas viel (an der Hammond-193M Drossel (10[H], 63[Ohm], max. 300[mA]) bleiben bei total ca. 210[mA] Ruhestrom nur ca. 13[V] stehen).
  
• Bei obigem Arbeitspunkt kommen aus der Schaltung bei wohlwollender Betrachtungsweise etwa 20[W] raus. An (den im Schaltbild vorgegebenen) 8[Ohm] sind das ca. 12.65[Veff]. Hierfür ist am Steuergitter einer 6V6GT eine Signalspannung von ca. 8.84[Veff] erforderlich. Da die Phasenumkehrstufe V5B eine Verstärkung von 1 (also 0[dB]) aufweist, sind diese 8.84[Veff] auch die Steuergitterspannung an V5B. Die Spannungsverstärkung der Anordnung vom Steuergitter der Röhre V5B zum Lautsprecheranschluß (der ja die Gegenkopplungsquelle darstellt) beträgt also ca. 1.43-fach oder ca. 3.1[dB]. Der (verstärkungsmindernde) Einfluß der Ultralineargegenkopplung wurde hierbei nicht berücksichtigt. Hängt am 8[Ohm] Lautsprecherausgang ein 4[Ohm] Lautsprecher dran, dann wird die Verstärkung noch geringer ausfallen.
  
• Der Löwenanteil der Spannungsverstärkung muß also von V6A und von V5A aufgebracht werden. Und dafür ist eine ECC82 (aus der Gruppe ECC81 / ECC82 / ECC83) mit einem "µ" (d.h. der theoretisch maximal möglichen Spannungsverstärkung) von im besten Fall 19.5 (bei 100[V] Anodenspannung) wirklich nicht die beste Wahl ("µ" ECC81: ca. 65; "µ" ECC83: 100). In praktischen Schaltungen kann man bei der ECC82 von einer maximalen Spannungsverstärkung in der Gegend von 15 ausgehen - d.h. die Anordnung bestehend aus V6A und V5A wird maximal ca. 47[dB] Spannungsverstärkung erreichen.
  
• Zusammen mit den ca. 3[dB] der Endstufe macht der gesamte Verstärker also eine Leerlaufverstärkung von ca. 50[dB]. Diese (ohnehin schon nicht üppige) Leerlaufverstärkung würde man mit dem Poti R8 noch weiter reduzieren. Dieses Potentiometer R8 (von dem ich positiv annehme, daß es nicht als Lautstärkesteller gedacht war - dafür ist ja wohl R15 da, oder?) ist also sinnlos und sollte entfernt werden - außerdem gibt's für die Einstellung des Gegenkopplungsgrades ja noch R14.
  
• Geht man von einem Vollaussteuerungseingangspegel des Verstärkers von 775[mVeff] (0[dBu]) aus, dann benötigt dieser Verstärker bis zum Lautsprecher eine Betriebsverstärkung von ca. 16.3-fach (12.65[Veff] / 775[mVeff])- also ca. 24.3[dB]. Damit bleiben für die Gegenkopplung maximal ca. 25.7[dB] übrig. Das würde bei Röhrenverstärkern (je nach Qualität des Ausgangsübertragers) eigentlich ausreichen, aber, wie gesagt: Obige Betrachtungen stellen den Idealfall dar (bestmögliche Verstärkung der ECC82, neue Röhren, keine Berücksichtigung der Ultralineargegenkopplung etc.). Großartige Reserven sind da nicht mehr drin. Wenn hohe Linearität gewünscht ist, kann man auch noch den Einsatz einer ECC88 ("µ" = 33) in's Kalkül ziehen (das geht, weil der für Vollaussteuerung erforderliche Spannungshub an den Steuergittern der Endröhren vergleichsweise klein ist - allerdings muß man für die ECC88 u.U. mit der Anodenspannung runter).
  
• Im Gegenkopplungszweig vermisse ich parallel zu R14 einen Kondensator für die Kompensation im Hochtonbereich.
  
• Weiterhin verändert R14 je nach Einstellung den Arbeitspunkt der Vorröhre V6A ziemlich drastisch - steht R14 in der niederohmigsten Stellung, dann liegt die Kathode der Vorröhre V6A gleichspannungsmäßig direkt auf Massepotential (d.h. der Kathodenwiderstand R6 ist vollständig überbrückt). Hier gehört in Serie zu R14 zumindest ein Festwiderstand rein. Die Gesamtanordnung des Gegenkopplungswiderstandes muß entweder bezogen auf den Kathodenwiderstand von V6A hinreichend hochohmig sein, damit der Gegenkopplungswiderstand nicht in den Arbeitspunkt von V6A eingeht - oder er muß als Teil des arbeitspunktbestimmenden Kathodenwiderstandes von V6A mit in die Schaltung reingerechnet werden. Ist dies nicht möglich, dann muß der Gegenkopplungszweig gleichspannungsfrei aufgebaut werden.
  
• Ich hab' das jetzt nicht nachgerechnet, aber: 220[kOhm] Anodenwiderstand erscheinen mir für eine ECC82 (die ja ein recht niederohmiges Rohr ist) bei audioüblichen Betriebsspannungen ein recht hoher Widerstandswert zu sein - dieser Wert würde viel eher zu einer ECC83 passen.
  
• Den Elko C3 mit 50[µF] gibt's heutzutage so nicht mehr zu kaufen - hier sind wohl 47[µF] gemeint.
  
• Ganz generell: Sinnlos hohe Leerlaufverstärkungen nützen natürlich nichts - da leidet nur die Stabilität der Gesamtverstärkerschaltung drunter. Wenn man allerdings hochverstärkende Röhren a la ECC81 sowie ECC83 (und in Grenzen ECC88) anstelle der ECC82 einsetzt, dann kann man die einzelnen Stufen bereits lokal gegenkoppeln, was der Linearität (sprich: Verzerrungsarmut) und Langzeitverstärkungsstabilität des Verstärkers sehr zugute kommt.
  

Die Arbeitspunkte der einzelnen Stufen sowie den Frequenzgang der einzelnen Koppelglieder hab' ich mir in obigen Betrachtungen nicht angeschaut.

Grüße

Herbert

E130L schrieb:

Hallo, die Heizung der Gleichrichter aus einer Wicklung mit nichtdefinierten Potential ist auch kritisch! MfG Volker

Hallo,
im GE Datenblatt der 17D4, 17AX4 & 17DE4 stehen Ufk, wenn Kathode positiver als die Heizung, max. 900V.
mfG

DB schrieb:

Hallo, wenn Du 430V mit Si-Dioden gleichrichtest, hast Du im Leerlauf 608V an den Röhren. Wozu eigentlich willst Du einen L-Eingang der Siebung? Das macht man bei wirklich großen Verstärkern. Außerdem versaut man sich dann die Niederohmigkeit des Netzteiles nicht durch einen nachgeschalteten Widerstand (R1, R5). 250V~ mit Si-Graetzbrücke gleichgerichtet, Ladekondensator, Drossel und nachgeschalteter Siebkette werden es auch tun, kanalgetrennt braucht das auch nicht zu sein. R2, R6 sind zu klein. Nach R16 wird ein Siebkondensator nötig sein.

Hallo,
ich wollte aber eigentlich Röhrengleichrichtung benutzen. Vielleicht sollte ich doch mal über Graetz mit Si & Röhre nachdenken oder gleich VOllwellengleichrichtung.
Der L-EIngang war nötig, weil sonst der Vorwärtsstrom der 17AX4 überschritten worden wäre.
Ich überlege, ob ich die Widerstände R1 & R5 weglasse. Bei Vollaussteuerung (211mA der Endröhren pro Kanal) habe ich laut PSUD eine Restwelligkeit von ca. 10mV (aus dem Diagramm abgelesen).

pragmatiker schrieb:

Servus Motorburner, zusätzlich zu meinen Vorrednern (denen ich vollinhaltlich zustimme) möchte ich noch anmerken: R27 und R29 sowie R28 und R30 sind jeweils parallel geschaltet - da kann jeweils einer weg. Damit wird natürlich die Grenzfrequenz der Hochpässe, von denen diese Widerstände ein Bestandteil sind, um eine Oktave reduziert --> überprüfen, ob damit im Frequenz- und Phasengang Probleme einhergehen (f(u) des Ausgangsübertragers etc.). Parallel zu den Strommessern im Netzteil fehlt jeweils ein passend dimensionierter Shunt. Die (notwendige) Verbindung Schaltungsmasse - Schutzleiter fehlt. Mit dem 270[Ohm] Kathodenwiderstand ist laut GE-Datenblatt der 6V6GT ein Klasse-A-Arbeitspunkt mit 45[mA] Ruhestrom bei 250[V] Anodenspannung (U(g1) -12.5[V]) definiert. Damit ist die maximal zulässige Anodenverlustleistung dieser Röhre dann auch schon zu ca. 90% ausgereizt. Für die 250[V] Anodenspannung erscheinen mir die 430[Veff] Trafospannung (trotz Gleichrichtung mit Röhren und reinem Drosseleingang der Siebkette, der ja gegenüber einer Siebkette mit Lade-C-Eingang eine niedrigere DC-Ausgangsspannung hat) etwas viel (an der Hammond-193M Drossel (10[H], 63[Ohm], max. 300[mA]) bleiben bei total ca. 210[mA] Ruhestrom nur ca. 13[V] stehen). Bei obigem Arbeitspunkt kommen aus der Schaltung bei wohlwollender Betrachtungsweise etwa 20[W] raus. An (den im Schaltbild vorgegebenen) 8[Ohm] sind das ca. 12.65[Veff]. Hierfür ist am Steuergitter einer 6V6GT eine Signalspannung von ca. 8.84[Veff] erforderlich. Da die Phasenumkehrstufe V5B eine Verstärkung von 1 (also 0[dB]) aufweist, sind diese 8.84[Veff] auch die Steuergitterspannung an V5B. Die Spannungsverstärkung der Anordnung vom Steuergitter der Röhre V5B zum Lautsprecheranschluß (der ja die Gegenkopplungsquelle darstellt) beträgt also ca. 1.43-fach oder ca. 3.1[dB]. Der (verstärkungsmindernde) Einfluß der Ultralineargegenkopplung wurde hierbei nicht berücksichtigt. Hängt am 8[Ohm] Lautsprecherausgang ein 4[Ohm] Lautsprecher dran, dann wird die Verstärkung noch geringer ausfallen. Der Löwenanteil der Spannungsverstärkung muß also von V6A und von V5A aufgebracht werden. Und dafür ist eine ECC82 (aus der Gruppe ECC81 / ECC82 / ECC83) mit einem "µ" (d.h. der theoretisch maximal möglichen Spannungsverstärkung) von im besten Fall 19.5 (bei 100[V] Anodenspannung) wirklich nicht die beste Wahl ("µ" ECC81: ca. 65; "µ" ECC83: 100). In praktischen Schaltungen kann man bei der ECC82 von einer maximalen Spannungsverstärkung in der Gegend von 15 ausgehen - d.h. die Anordnung bestehend aus V6A und V5A wird maximal ca. 47[dB] Spannungsverstärkung erreichen. Zusammen mit den ca. 3[dB] der Endstufe macht der gesamte Verstärker also eine Leerlaufverstärkung von ca. 50[dB]. Diese (ohnehin schon nicht üppige) Leerlaufverstärkung würde man mit dem Poti R8 noch weiter reduzieren. Dieses Potentiometer R8 (von dem ich positiv annehme, daß es nicht als Lautstärkesteller gedacht war - dafür ist ja wohl R15 da, oder?) ist also sinnlos und sollte entfernt werden - außerdem gibt's für die Einstellung des Gegenkopplungsgrades ja noch R14. Geht man von einem Vollaussteuerungseingangspegel des Verstärkers von 775[mVeff] (0[dBu]) aus, dann benötigt dieser Verstärker bis zum Lautsprecher eine Betriebsverstärkung von ca. 16.3-fach (12.65[Veff] / 775[mVeff])- also ca. 24.3[dB]. Damit bleiben für die Gegenkopplung maximal ca. 25.7[dB] übrig. Das würde bei Röhrenverstärkern (je nach Qualität des Ausgangsübertragers) eigentlich ausreichen, aber, wie gesagt: Obige Betrachtungen stellen den Idealfall dar (bestmögliche Verstärkung der ECC82, neue Röhren, keine Berücksichtigung der Ultralineargegenkopplung etc.). Großartige Reserven sind da nicht mehr drin. Wenn hohe Linearität gewünscht ist, kann man auch noch den Einsatz einer ECC88 ("µ" = 33) in's Kalkül ziehen (das geht, weil der für Vollaussteuerung erforderliche Spannungshub an den Steuergittern der Endröhren vergleichsweise klein ist - allerdings muß man für die ECC88 u.U. mit der Anodenspannung runter). Im Gegenkopplungszweig vermisse ich parallel zu R14 einen Kondensator für die Kompensation im Hochtonbereich. Weiterhin verändert R14 je nach Einstellung den Arbeitspunkt der Vorröhre V6A ziemlich drastisch - steht R14 in der niederohmigsten Stellung, dann liegt die Kathode der Vorröhre V6A gleichspannungsmäßig direkt auf Massepotential (d.h. der Kathodenwiderstand R6 ist vollständig überbrückt). Hier gehört in Serie zu R14 zumindest ein Festwiderstand rein. Die Gesamtanordnung des Gegenkopplungswiderstandes muß entweder bezogen auf den Kathodenwiderstand von V6A hinreichend hochohmig sein, damit der Gegenkopplungswiderstand nicht in den Arbeitspunkt von V6A eingeht - oder er muß als Teil des arbeitspunktbestimmenden Kathodenwiderstandes von V6A mit in die Schaltung reingerechnet werden. Ist dies nicht möglich, dann muß der Gegenkopplungszweig gleichspannungsfrei aufgebaut werden. Ich hab' das jetzt nicht nachgerechnet, aber: 220[kOhm] Anodenwiderstand erscheinen mir für eine ECC82 (die ja ein recht niederohmiges Rohr ist) bei audioüblichen Betriebsspannungen ein recht hoher Widerstandswert zu sein - dieser Wert würde viel eher zu einer ECC83 passen. Den Elko C3 mit 50[µF] gibt's heutzutage so nicht mehr zu kaufen - hier sind wohl 47[µF] gemeint. Ganz generell: Sinnlos hohe Leerlaufverstärkungen nützen natürlich nichts - da leidet nur die Stabilität der Gesamtverstärkerschaltung drunter. Wenn man allerdings hochverstärkende Röhren a la ECC81 sowie ECC83 (und in Grenzen ECC88) anstelle der ECC82 einsetzt, dann kann man die einzelnen Stufen bereits lokal gegenkoppeln, was der Linearität (sprich: Verzerrungsarmut) und Langzeitverstärkungsstabilität des Verstärkers sehr zugute kommt. Die Arbeitspunkte der einzelnen Stufen sowie den Frequenzgang der einzelnen Koppelglieder hab' ich mir in obigen Betrachtungen nicht angeschaut. Grüße Herbert

Hallo,
zunächst mal, danke für die Hilfe. In anderen Foren wurde mir aber von dem parallel geschalteten Kondensator abgeraten, da sonst ein niederfrequentes Pumpen entstehen könnte.
Wäre ein in Reihe geschalteter Kondensator zur Gleichspannungsabkopplung besser? Bezüglich den Festwiderständen, da werde ich es wohl mit einem Widerstand 10k & einem Poti 10k machen.
Laut Berechnung habe ich theoretischerweise sogar mehr V RMS am PI Ausgang als eine Röhre braucht. Soll ich in der Vorstufe lieber eine ECC81 reinbauen? Ist ja schnell gemacht, ich könnte auch erstmal austesten.
mfG
Edit: zu den 270R Widerständen, die wurden mir ausdrücklich im Tubetown Forum geraten.
Edit 2: Wenn ich R27 & R28 wegnehme, werden R29 & R30 jeweils 'wie' 250k Widerstände pro Röhre behandelt. Kann ich also R29 & R30 auf 1k setzen, damit man wieder auf 500k pro Röhre kommt? Das würde die Grenzfrequenz wieder runter setzen..
Edit 3: Bei der Vorröhre habe ich ja noch 1 System Frei. Was wäre, wenn ich das noch zwischen Vorstufe 1 & PI-Vorsufe schalte? Mir gefällt die ECC82 sehr gut und ich wollte die eigentlich nehmen, ebenso die 6V6GT, weil ich die britischen Röhren (EL84, EL34) einfach nicht ab kann. Auch die 6L6GC gefällt mir nicht, vom Ton her. Die 6V6GT ist wie für mich geschaffen; warm klingend und sehr weich.

Hallo,

motorburner schrieb:

ich wollte aber eigentlich Röhrengleichrichtung benutzen. Vielleicht sollte ich doch mal über Graetz mit Si & Röhre nachdenken oder gleich VOllwellengleichrichtung. Der L-EIngang war nötig, weil sonst der Vorwärtsstrom der 17AX4 überschritten worden wäre. Ich überlege, ob ich die Widerstände R1 & R5 weglasse. Bei Vollaussteuerung (211mA der Endröhren pro Kanal) habe ich laut PSUD eine Restwelligkeit von ca. 10mV (aus dem Diagramm abgelesen).

eine Graetzbrücke ist ein einphasiger Vollwellengleichrichter. Dieser (in Halbleiterausführung) würde ich einen Ladekondensator ca. 100µF folgen lassen, danach eine Siebdrossel und dann einen Glättungskondensator mit den von Dir gedachten 470µF. Damit bist Du die Sorgen los.


MfG
DB

DB schrieb:

Hallo, motorburner schrieb: ich wollte aber eigentlich Röhrengleichrichtung benutzen. Vielleicht sollte ich doch mal über Graetz mit Si & Röhre nachdenken oder gleich VOllwellengleichrichtung. Der L-EIngang war nötig, weil sonst der Vorwärtsstrom der 17AX4 überschritten worden wäre. Ich überlege, ob ich die Widerstände R1 & R5 weglasse. Bei Vollaussteuerung (211mA der Endröhren pro Kanal) habe ich laut PSUD eine Restwelligkeit von ca. 10mV (aus dem Diagramm abgelesen). eine Graetzbrücke ist ein einphasiger Vollwellengleichrichter. Dieser (in Halbleiterausführung) würde ich einen Ladekondensator ca. 100µF folgen lassen, danach eine Siebdrossel und dann einen Glättungskondensator mit den von Dir gedachten 470µF. Damit bist Du die Sorgen los. MfG DB

du weißt schon wie ichs meine, mit dem Vollwellengleichrichter Ich meinte die Variante mmit Mittelanzapfung.
Silicium kommt nicht in Frage
mfG

Dann nimm halt eine GZ34 oder sowas in der Art: das macht allerdings das Netzteil weicher (deshalb verschwanden die Gleichrichterröhren auch schnell aus den Netzteilen von Verstärkern).

MfG
DB

DB schrieb:

Dann nimm halt eine GZ34 oder sowas in der Art: das macht allerdings das Netzteil weicher (deshalb verschwanden die Gleichrichterröhren auch schnell aus den Netzteilen von Verstärkern). MfG DB

Hallo,
das weiß ich, es entsteht SAG. Aber damit kann ich leben
Jetzt nochmal zum Amp..
Was ist besser, das 2. System der ECC82 noch als VOrstufe zu verwenden oder es bei 1 Vorstufe (PI Vorstufe nicht mitgezählt) zu belassen & dann z.B: eine ECC81 oder 5751 zu nehmen? Wie ist das jetzt mit der Gegenkopplung? Mit oder ohne C? C Parallel oder in Reihe?
mfG

Servus motorburner,

motorburner schrieb:

In anderen Foren wurde mir aber von dem parallel geschalteten Kondensator abgeraten, da sonst ein niederfrequentes Pumpen entstehen könnte.

Ich hab' ja keinen Kapazitätswert des Kondensators in der Gegenkopplung genannt (üblicherweise liegt der in der Gegend von ca. 10[pF]...ca. 200[pF]) - da der Kapazitätswert von der Schaltung und vor allen Dingen vom Ausgangsübertrager (von dem in Deiner Schaltung gar keine Spezifikationen genannt sind) abhängt.

Wäre ein in Reihe geschalteter Kondensator zur Gleichspannungsabkopplung besser? Bezüglich den Festwiderständen, da werde ich es wohl mit einem Widerstand 10k & einem Poti 10k machen.

Wenn's kein Elko ist und sich die Gegenkopplung nicht so auslegen läßt, daß sie den Arbeitspunkt der Röhre nicht beeinflußt: ja.

Laut Berechnung habe ich theoretischerweise sogar mehr V RMS am PI Ausgang als eine Röhre braucht. Soll ich in der Vorstufe lieber eine ECC81 reinbauen? Ist ja schnell gemacht, ich könnte auch erstmal austesten.

Du sprichst von Berechnung - könntest Du diese bitte hier reinstellen? Und mit welchem Grad (mit wievielen [dB]) wurde die Über-alles-Gegenkopplung in dieser Berechnung berücksichtigt? Und mit welchem Grad (mit wievielen [dB]) wurde die Ultralinear-Gegenkopplung in dieser Berechnung berücksichtigt? Bei wieviel Prozent liegen die Schirmgitteranzapfungen am Ausgangsübertrager? Und was hat der Ausgangsübertrager überhaupt für grundsätzliche Daten?

zu den 270R Widerständen, die wurden mir ausdrücklich im Tubetown Forum geraten

Nachdem's in Deinem Schaltbild nicht drinsteht: Bei welcher Anodenspannung der 6V6GT? Und von welchem Ruhestromwert (pro Röhre) wird dann im Tubetown-Forum ausgegangen? Was meinen denn die Tubetown-Experten zur erzielbaren Ausgangsleistung?

Wenn ich R27 & R28 wegnehme, werden R29 & R30 jeweils 'wie' 250k Widerstände pro Röhre behandelt. Kann ich also R29 & R30 auf 1k setzen, damit man wieder auf 500k pro Röhre kommt? Das würde die Grenzfrequenz wieder runter setzen..

Von diesem Satz hab' ich, ehrlich gesagt, nicht eine Silbe verstanden....

Bei der Vorröhre habe ich ja noch 1 System Frei. Was wäre, wenn ich das noch zwischen Vorstufe 1 & PI-Vorsufe schalte? Mir gefällt die ECC82 sehr gut und ich wollte die eigentlich nehmen, ebenso die 6V6GT, weil ich die britischen Röhren (EL84, EL34) einfach nicht ab kann. Auch die 6L6GC gefällt mir nicht, vom Ton her. Die 6V6GT ist wie für mich geschaffen; warm klingend und sehr weich.

Was heißt das, daß Dir die ECC82 "sehr gut gefällt"? Das ist ein subjektiver Ausdruck und keine technische Beschreibung. Und natürlich kann man noch ein weiteres Triodensystem der ECC82 in den Verstärker einschleifen....das hebt die (Leerlauf)Verstärkung maximal um ca. 23[dB] an....führt zu etwas mehr Rauschen....reichert den Klirr etwas an....und führt vielleicht zu geringfügig mehr Brumm. Brumm ist durch Netzteilausführung und Verdrahtung zu optimieren....der Klirr durch Gegenkopplung und Stufendimensionierung....mit dem Zusatzrauschen muß man leben (oder man schaltet mehrere Triodensysteme pro Stufe parallel --> treibt den Aufwand weiter hoch). Zur EL84 und EL34: Vor Ursprung her sind das meiner Kenntnis nach keine britischen Röhren. Und zum Klang der Röhren: Dir ist schon klar, daß der Ausgangsübertrager in einer korrekt dimensionierten Schaltung daß weitaus am meisten klangbeeinflussende Einzelbauelement ist? Und zum Ausgangsübertrager war hier bisher noch herzlich wenig zu lesen.

Grüße

Herbert

Du sprichst von Berechnung - könntest Du diese bitte hier reinstellen? Und mit welchem Grad (mit wievielen [dB]) wurde die Über-alles-Gegenkopplung in dieser Berechnung berücksichtigt? Und mit welchem Grad (mit wievielen [dB]) wurde die Ultralinear-Gegenkopplung in dieser Berechnung berücksichtigt? Bei wieviel Prozent liegen die Schirmgitteranzapfungen am Ausgangsübertrager? Und was hat der Ausgangsübertrager überhaupt für grundsätzliche Daten?

Die Berechnungen wurden ohne Berücksichtigung von Gegenkopplung, UL-Anzapfung u.Ä. gemacht, das war auch nur eine über-Kante-Rechnung. Wenn die Verstärkung in der Praxis nicht reicht, dann danke für die Hilfe!

Nachdem's in Deinem Schaltbild nicht drinsteht: Bei welcher Anodenspannung der 6V6GT? Und von welchem Ruhestromwert (pro Röhre) wird dann im Tubetown-Forum ausgegangen?

Nach diesen Daten: Die Werte beziehen sich auf 2 Röhren, der Widerstand wurde mit dem Ruhestrom bei 19V Bias gerechnet. Da fällt mir gerade auf, ich habe einen Fehler drin, die 270R sind ja für jeweils 2 Röhren
Das macht also bei Vollaussteuerung pro Kanal einen Strom von 211mA. (2x90mA + 2x13,5mA). AÜ ist ein 4k Raa mit 40% Anzapfunge für die Schirmgitter, wurde mir im TT Forum so geraten, weil ich am Anfang ohne UL AÜ arbeiten wollte. Man sagte mir, UL ist für Hifi besser.

Von diesem Satz hab' ich, ehrlich gesagt, nicht eine Silbe verstanden....

Da hab ich mich etwas falsch ausgedrückt und hatte auch noch einen Denkfehler drin. 500k auf 2 Röhren sind ja für 1 Röhre wie 1k (oder lieg ich falsch?). Rg1 darf bei Kathodenbias aber max. 500k sein, also müsste ich ja 250k Widerstände reinmachen, damit der Rg1 für 1 Röhre auf 500k kommt.

Was heißt das, daß Dir die ECC82 "sehr gut gefällt"? Das ist ein subjektiver Ausdruck und keine technische Beschreibung. Und natürlich kann man noch ein weiteres Triodensystem der ECC82 in den Verstärker einschleifen....das hebt die Verstärkung um ca. maximal ca. 23[dB]....führt zu etwas mehr Rauschen....reichert den Klirr etwas an....und führt vielleicht zu geringfügig mehr Brumm. Brumm ist durch Netzteilausführung und Verdrahtung zu optimieren....der Klirr durch Gegenkopplung und Stufendimensionierung....mit dem Zusatzrauschen muß man leben. Zur EL84 und EL34: Vor Ursprung her sind das meiner Kenntnis nach keine britischen Röhren.

Die ECC82 gefällt mir vom Klang her am besten.
Mehr rauschen ist nicht gut, ich sollte also lieber eine ECC81 oder 5751 in die Vorstufe packen?
Mit Britische Röhren meinte ich, dass sie damals häufig in britischen Amps eingebaut wurden. Sie klingen dreckiger als Beam-Power-Tetroden. Das will ich aber nicht, Beam-Power-Tetroden gefallen mir viel besser.
mfG

Tja, der Datenblatt-Ausriß sagt:

• Gegentakt-AB1-Betrieb (also Betrieb ohne Gitterstrom, aber kein reiner A-Betrieb mehr) - mit fester Gittervorspannung (aus einem eigenen Gitterspannungsnetzteil), die nicht durch den Spannungsabfall an einem Kathodenwiderstand erzeugt wird. Der Kathodenwiderstand für AB1-Schaltungen ist typischerweise nur 1...10[Ohm] groß und dient ausschließlich der Ruhestrommessung, nicht aber der Gittervorspannungserzeugung. Deine Schaltung ist aber eine Schaltung mit automatischer Gittervorspannungserzeugung durch den Kathodenwiderstand, die im A-Betrieb arbeitet. Das sind also zwei verschiedene Paare Stiefel. Im Prinzip besteht Deine Schaltung aus zwei Eintakt-A-Andstufen, welche so zusammengeschaltet sind, daß sie im Gegentakt arbeiten. Und dann kann man die zweite Seite, mittlere Spalte ganz oben des Datenblattes: http://www.mif.pg.gda.pl/homepages/frank/sheets/093/6/6V6GT.pdf konsultieren: Da steht: U(a) = 250[V], U(g1) = -12.5[V], I(a) = 45[mA], I(g2) = 4.5[mA]. Rechnet man jetzt: 12.5[V] / (45[mA] + 4.5[mA]), dann kommt man auf ca. 253[Ohm] Kathodenwiderstand - das liegt verblüffend genau an den von Dir genannten 270[Ohm].
  
• Im Deinem Datenblatt-Ausriß steht: "Values for two tubes". Insofern mußt Du für eine Röhre alle Stromwerte halbieren - also werden aus den 70[mA] Ruhestrom für AB1-Betrieb 35[mA] pro Röhre.
  
• In Deinem Datenblatt-Ausriß steht: "Effective-Load-Resistance, Plate-to-Plate: 8000[Ohms]". Dies ist genau der R(aa) - hier werden also 8[kOhm] empfohlen. Bei Verwendung der gespiegelten Eintakt-A-Schaltung wäre der R(aa) sogar 10[kOhm] (2 * R(a) = 2 * 5[kOhm]). Warum möchtest Du dann einen Ausgangsübertrager mit einem R(aa) von 4[kOhm] verwenden? 4[kOhm] sind (den Datenblattangaben zufolge) grob unterangepaßt und führen zu höheren Verzerrungen sowie weniger Ausgangsleistung....wenn dann an der 8[Ohm] Sekundärwicklung noch ein 4[Ohm] Lautsprecher dranhängt (sowas soll ja vorkommen), dann werden aus den 4[kOhm] R(aa) schnell mal 2[kOhm] R(aa)....
  

Zu der Aussage "UL (also Ultralinear) ist für Hifi besser": das stimmt, wenn der Ausgangsübertrager oder die Schaltung nichts taugt oder von Pfennigfuchsern hinsichtlich "optimalem finanziellen Wirkungsgrad" behandelt wurde. Ist das nicht der Fall, fährt man mit ganz klassischen Gegentaktendstufen ohne Ultralinearschaltung besser - aus verschiedenen guten Gründen wird man diese Schaltung in der professionellen Rundfunk- und Studiotechnik so gut wie nie finden - hier mal zwei Beispiele, wie man sowas richtig macht (die Schaltbilder befinden sich jeweils am Ende der PDF-Dokumente):

http://www.irt.de/IRT/publikationen/braunbuch/V81.PDF
http://www.irt.de/IRT/publikationen/braunbuch/V44b.pdf

Zur "Ehrenrettung" der Ultralinearschaltung muß man allerdings sagen, daß es doch (mindestens ein) professionelles Produkt gab, welches sie eingesetzt hat: Der (sehr gute) Klein & Hummel Verstärker V30 - siehe hier (auch hier ist das Schaltbild recht weit hinten im Dokument zu finden):

http://www.sennheise.../ox.pdf/$File/ox.pdf

Hierzu ist allerdings zu sagen, daß der Ausgangsübertrager des V30 zum Besten gehört, was ich kenne - und daß die verwendete Endröhre EL5000 http://frank.yueksel.org/short/048/e/EL5000.gif u.a. als Horizontalablenkröhre für Fernseher gedacht war und deswegen für höchstwertige Audiowiedergabe unter Umständen etwas diszipliniert werden mußte.

Grüße

Herbert

Hallo,
hier mal ein Zitat aus dem TT Forum:

zum "Baselining" - meine Annahme, nachdem ich die Diskussion noch einmal gelesen habe. Falls es nicht stimmt, bitte sag noch einmal was Du schon hast. - HiFi (Stereo) : das heißt, die maximale Leistung wird nur kurzfristig bei Signalspitzen benötigt - Du bist in der Planungsphase und hast noch keinen NT oder OT gekauft - Du möchtest die 6V6 verwenden dann meine Empfehlung : 1. Ultralinear OT, 40% Anzapfung, Raa 4KOhm, die gibts "von der Stange". Ultralinear hat den Vorteil des niedrigeren Innenwiderstandes am LS Ausgang, das gibt insbesondere die Bässe präziser wieder - vorteilhaft bei HiFi. 2. Kathodenbias für jede Röhre extra (R=270 Ohm/4 Watt, C=100uF), daß erspart Dir das Matching. Die Bestimmung des Kathodenwiderstandes ergibt sich aus dem Datenblatt Seite 2: Rk = 19V (bias)/(70+4) mA(idle current) =257 Ohm -->270 Ohm aus der E-Reihe [...] Ich hoffe, es hilft weiter.

Danach hat er sich korrigiert, dass er sich verguckt hat, und dass nur 35+2mA Idle Current durch jede Röhre wandern.
mfG
Edit: Aus Wikipedia: 'Sometimes a figure is added (e.g., AB1 or AB2) for vacuum-tube stages where the grid voltage is always negative with respect to the cathode (class AB1)'
AB1 hat Bezug zur Kathode, steht dort!

Edit 2: Darauf hin (siehe Zitat) habe ich ihn gefragt, warum er als Rechnungsgrund den Ruhestrom nimmt, dann kam das:

Der Kathodenbias ist so definiert, daß er beim Idle angegeben wird. Es ein A/B Betrieb. Mit wachsender Aussteuerung nimmt die Gittervorspannung zu, sodaß bei Vollaussteuerung die Röhren sich zeitweise im B-Betrieb befinden (Sinus angenommen zur Veranschaulichung). AB Betrieb mit Kathodenbias führt zu praktisch keinen Übernahmeverzerrungen im Kleinsignalbetrieb - sehr leise Stellen z.B. bei einer Symphonie - und höhere Ausgangsleistung bei Spitzen - z.B. Paukenschlag - als ein reiner A-Betrieb.

Vom Rauschen her ist es am günstigsten, die meiste Verstärkung in der ersten Stufe zu erledigen. Verteilt man die Verstärkung auf mehrere Stufen, so zieht man automatisch das Rauschen der vorherigen Stufe mit hoch.

Schön wäre es also, man bräuchte nach der ersten Stufe nur noch die Phasenumkehrstufe und dann die Leistungsröhren.

Man könnte jetzt als Eingangsstufe eine Kaskodeschaltung nehmen und mit ECC81 oder ECC83 bestücken. Damit erhält man auch genug Verstärkung, um die Endröhren anzusteuern und eine wirkungsvolle Gegenkopplung anzubringen.
Oder man nimmt als Eingangsstufe eine Pentode. Mit der ECF80 oder ECF82 hat man eigentlich alles, was man braucht.


MfG
DB

motorburner schrieb:

Aus Wikipedia: 'Sometimes a figure is added (e.g., AB1 or AB2) for vacuum-tube stages where the grid voltage is always negative with respect to the cathode (class AB1)' AB1 hat Bezug zur Kathode, steht dort!

Die Steuergitterspannung jeder üblichen Elektronenröhre (also Triode, Pentode und Beam-Power-Tetrode) ist immer auf die Kathode dieser Röhre bezogen. Nur: Es gibt ganz verschiedene Arten, diese Gittervorspannung zu erzeugen:

• Klasse-A Verstärker: Hier wird diese Gittervorspannung in der Regel durch den (durch den Ruhestrom, welcher durch den Kathodenwiderstand fließt) Spannungsabfall am Kathodenwiderstand erzeugt. Hierdurch wird die Kathodenspannung gegenüber der Schaltungsmasse (und damit gegenüber dem Steuergitter, welches über einen Gitterableitwiderstand ja an Schaltungsmasse liegt) positiver - oder, anders herum gesagt: das Steuergitter nimmt gegenüber der Kathode ein negatives Potential ein. Daß diese Schaltung überhaupt funktioniert, hat mit der selbstleitenden Eigenschaft von Elektronenröhren (bei Steuergitterspannung 0[V] fließt Anodenstrom) zu tun --> vergleichbares Bauelement in der Halbleiterei: Sperrschicht-FET ("JFET"). Klasse-A-Verstärker können - da der Ruhestrom immer mit dem mittleren maximalen Signalstrom identisch ist - als Eintakt-Schaltungen aufgebaut werden. Der Vorteil dieser durch den Kathodenwiderstand bewirkten automatischen Gittervorspannungserzeugung ("Autobias") ist eine in dieser Schaltung inherent vorhandene Gleichstromgegenkopplung - sprich: der Ruhestrom stellt sich automatisch auf einen durch den Kathodenwiderstand sowie die Röhrenkennlinie bestimmten Wert ein und bleibt auch bis zum Lebensdauerende der Röhre mehr oder weniger auf diesem Wert stehen. Ein Abgleich des Ruhestroms beim Neugerät oder bei Röhrenwechsel ist nicht erforderlich. Klasse-A-Verstärker haben von allen Verstärkerklassen die geringste (relative) Ausgangsleistung sowie den geringsten Wirkungsgrad (sind in aller Regel aber auch recht verzerrungsarm).
  
• Klasse-AB(1 oder 2) Verstärker: Bei dieser Betriebsart wird die negative Gittervorspannung in aller Regel durch ein eigenes Gitterspannungsnetzteil (und nicht durch den Spannungsabfall an einem Kathodenwiderstand) erzeugt. Diese negative Gittervorspannung ist pro Endröhre durch ein Trimmpotentiometer einstellbar, um einen individuellen Ruhestromabgleich für jede Endröhre zu ermöglichen. Der fließende Ruhestrom wird über den Spannungsabfall ein einem sehr kleinen, das Verhalten der Schaltung ansonsten nicht beeinflußenden Kathodenwiderstand (typisch: 1...10[Ohm]) gemessen. Nach Erstinbetriebnahme, langer Betriebsdauer und Endröhrentausch muß der Ruhestrom für alle Endröhren nachgemessen und ggf. neu eingestellt werden. Das "B" in der Betriebsart steht für einen Betrieb, bei dem die Röhre nicht mehr beide Halbwellen symmetrisch verstärkt, sondern eine der beiden Halbwellen nur noch zum Teil (weil ja durch den Ruhestrom teilweise noch A-Betrieb vorliegt). Wird praktisch nur noch eine Halbwelle (die aber vollständig, d.h. über die vollen 180[°] ihrer Periode) verstärkt (dann fließt idealerweise kein Ruhestrom mehr durch die Endröhren; in der Praxis wird trotzdem mit einem kleinen Ruhestrom gearbeitet), dann spricht man vom reinen B-Betrieb (der Buchstabe "A" verschwindet dann). Diese Betriebsarten (AB1, AB2, B1, B2) funktionieren bei Audioverstärkern verzerrungsarm ausschließlich mit Gegentaktschaltungen, weil die jeweils andere Röhre die mehr oder weniger fehlende Halbwelle ergänzt - mit Eintaktschaltungen sind diese Betriebsarten nicht darstellbar. Die Zahl "1" heißt hierbei, daß das Steuergitter der Endröhre nur bis maximal 0[V] hinauf ausgesteuert wird, d.h. positivere Spannungen als 0[V] kommen am Steuergitter nicht vor. Hierdurch fließt kein Steuergitterstrom und die Ansteuerung der Endröhren kann damit praktisch leistungslos erfolgen. Die Zahl "2" heißt hierbei, daß das Steuergitter (zwecks besserer leistungsmäßiger Ausnutzung der Endröhre = höherer Wirkungsgrad) in den positiven Spannungsbereich (also über 0[V] hinaus) ausgesteuert wird. Da hier jedoch ziemlich schlagartig ein mehr oder weniger großer Gitterstrom fließt, muß die Treiberschaltung für eine AB2-Endstufe deutlich anders aussehen (typischerweise niederohmiger Kathodenfolger) als bei "normalen" Verstärkern, weil die Verzerrungen ansonsten absolut unakzeptabel wären. Mit einer Phasenumkehrstufe wie in Deiner Schaltung kommt man als Endröhrenansteuerschaltung für Klasse AB2-Verstärker jedenfalls nicht weiter. Allerdings trifft man AB2-Schaltungen in aller Regel auch erst bei Leistungen >> 100[W] an.
  
• Gegentaktschaltungen, die ein "B" in der Betriebsartenbezeichnung haben, haben einen deutlich höheren Wirkungsgrad (je mehr "B" und je weniger "A", desto höher ist der Wirkungsgrad) und erlauben deswegen bei gleichen Röhren eine deutlich höhere Ausgangsleistung (auch hier gilt: je mehr "B" und je weniger "A", desto mehr) - verglichen mit reinen A-Schaltungen. Mit zwei Stück EL34 im Gegentakt-B-Betrieb sind bei 800[V] Anodenspannung z.B. 100[W] Ausgangsleistung machbar - mit Hifi hat das nicht mehr direkt was zu tun, aber viele Bühnen- und Beschaltungsverstärker verwendeten dieses Konzept.
  
• Mischformen zwischen automatischer und fester Gittervorspannungserzeugung sind grundsätzlich möglich, aber eher selten (da ziemlich unübersichtlich und schwer(er) berechenbar).
  
• Natürlich kann man einen Gegentaktverstärker auch als reine A-Schaltung aufbauen (ähnlich Deinem Entwurf). Dann geht man der Vorteile der B-Schaltungsarten (viel Leistung und hoher Wirkungsgrad mit wenig Röhren) verlustig, hat allerdings eine Schaltung mit potentiell weniger Verzerrungen.
  

Es scheint so, als ob es hier noch ziemlich an Grundlagen mangelt. Da Du einen individuell entworfenen Verstärker erstellen möchtest (was etwas total anderes und deutlich anspruchsvolleres ist, als eine bewährte Schaltung mit gut erhältlichen Standardbauelementen nachzubauen), möchte ich Dir dringend das Durcharbeiten der folgenden (gut erhältlichen) Lektüre an's Herz legen:





Daneben gibt es noch die klassischen Werke wie den Barkhausen (Heinrich Barkhausen, Lehrbuch der Elektronenröhren Band 1 bis Band 4) sowie den Kammerloher (J. Kammerloher, Hochfrequenztechnik Teil II - Elektronenröhren und Verstärker) und "Vacuum Tube Amplifiers" (George E. Valley / Henry Wallmann: Vacuum Tube Amplifiers, McGraw-Hill New York 1948). Diese Sachen sind jedoch nur noch antiquarisch erhältlich - deswegen fehlen Links. Online-Tutorien habe ich jetzt bewußt nicht aufgeführt, da man meiner Meinung nach ein Lehrbuch für optimalen Lernerfolg in Papierform vor sich haben muß (da kann man - schnell und problemlos sowie an jedem computerlosen Ort - reinschreiben und -malen, da kann man kleine gelbe Selbstklebezettelchen reinkleben, das kann man aufgeklappt auf dem Nachttisch liegen lassen usw.).

Grüße

Herbert

pragmatiker schrieb:

motorburner schrieb: Aus Wikipedia: 'Sometimes a figure is added (e.g., AB1 or AB2) for vacuum-tube stages where the grid voltage is always negative with respect to the cathode (class AB1)' AB1 hat Bezug zur Kathode, steht dort! Die Steuergitterspannung jeder üblichen Elektronenröhre (also Triode, Pentode und Beam-Power-Tetrode) ist immer auf die Kathode dieser Röhre bezogen. Nur: Es gibt ganz verschiedene Arten, diese Gittervorspannung zu erzeugen: Klasse-A Verstärker: Hier wird diese Gittervorspannung in der Regel durch den (durch den Ruhestrom, welcher durch den Kathodenwiderstand fließt) Spannungsabfall am Kathodenwiderstand erzeugt. Hierdurch wird die Kathodenspannung gegenüber der Schaltungsmasse (und damit gegenüber dem Steuergitter, welches über einen Gitterableitwiderstand ja an Schaltungsmasse liegt) positiver - oder, anders herum gesagt: das Steuergitter nimmt gegenüber der Kathode ein negatives Potential ein. Daß diese Schaltung überhaupt funktioniert, hat mit der selbstleitenden Eigenschaft von Elektronenröhren (bei Steuergitterspannung 0[V] fließt Anodenstrom) zu tun --> vergleichbares Bauelement in der Halbleiterei: Sperrschicht-FET ("JFET"). Klasse-A-Verstärker können - da der Ruhestrom immer mit dem mittleren maximalen Signalstrom identisch ist - als Eintakt-Schaltungen aufgebaut werden. Der Vorteil dieser durch den Kathodenwiderstand bewirkten automatischen Gittervorspannungserzeugung ("Autobias") ist eine in dieser Schaltung inherent vorhandene Gleichstromgegenkopplung - sprich: der Ruhestrom stellt sich automatisch auf einen durch den Kathodenwiderstand sowie die Röhrenkennlinie bestimmten Wert ein und bleibt auch bis zum Lebensdauerende der Röhre mehr oder weniger auf diesem Wert stehen. Ein Abgleich des Ruhestroms beim Neugerät oder bei Röhrenwechsel ist nicht erforderlich. Klasse-AB(1 oder 2) Verstärker: Bei dieser Betriebsart wird die negative Gittervorspannung in aller Regel durch ein eigenes Gitterspannungsnetzteil (und nicht durch den Spannungsabfall an einem Kathodenwiderstand) erzeugt. Diese negative Gittervorspannung ist pro Endröhre durch ein Trimmpotentiometer einstellbar, um einen individuellen Ruhestromabgleich für jede Endröhre zu ermöglichen. Der fließende Ruhestrom wird über den Spannungsabfall ein einem sehr kleinen, das Verhalten der Schaltung ansonsten nicht beeinflußenden Kathodenwiderstand (typisch: 1...10[Ohm]) gemessen. Nach Erstinbetriebnahme, langer Betriebsdauer und Endröhrentausch muß der Ruhestrom für alle Endröhren nachgemessen und ggf. neu eingestellt werden. Das "B" in der Betriebsart steht für einen Betrieb, bei dem die Röhre nicht mehr beide Halbwellen symmetrisch verstärkt, sondern eine der beiden Halbwellen nur noch zum Teil (weil ja durch den Ruhestrom teilweise noch A-Betrieb vorliegt). Wird praktisch nur noch eine Halbwelle (die aber vollständig, d.h. über die vollen 180[°] ihrer Periode) verstärkt (dann fließt idealerweise kein Ruhestrom mehr durch die Endröhren; in der Praxis wird trotzdem mit einem kleinen Ruhestrom gearbeitet), dann spricht man vom reinen B-Betrieb (der Buchstabe "A" verschwindet dann). Diese Betriebsarten (AB1, AB2, B1, B2) funktionieren bei Audioverstärkern verzerrungsarm ausschließlich mit Gegentaktschaltungen, weil die jeweils andere Röhre die mehr oder weniger fehlende Halbwelle ergänzt - mit Eintaktschaltungen sind diese Betriebsarten nicht darstellbar. Die Zahl "1" heißt hierbei, daß das Steuergitter der Endröhre nur bis maximal 0[V] hinauf ausgesteuert wird, d.h. positivere Spannungen als 0[V] kommen am Steuergitter nicht vor. Hierdurch fließt kein Steuergitterstrom und die Ansteuerung der Endröhren kann damit praktisch leistungslos erfolgen. Die Zahl "2" heißt hierbei, daß das Steuergitter (zwecks besserer leistungsmäßiger Ausnutzung der Endröhre = höherer Wirkungsgrad) in den positiven Spannungsbereich (also über 0[V] hinaus) ausgesteuert wird. Da hier jedoch ziemlich schlagartig ein mehr oder weniger großer Gitterstrom fließt, muß die Treiberschaltung für eine AB2-Endstufe deutlich anders aussehen (typischerweise niederohmiger Kathodenfolger) als bei "normalen" Verstärkern, weil die Verzerrungen ansonsten absolut unakzeptabel wären. Mit einer Phasenumkehrstufe wie in Deiner Schaltung kommt man als Endröhrenansteuerschaltung für Klasse AB2-Verstärker jedenfalls nicht weiter. Allerdings trifft man AB2-Schaltungen in aller Regel auch erst bei Leistungen >> 100[W] an. Gegentaktschaltungen, die ein "B" in der Betriebsartenbezeichnung haben, haben einen deutlich höheren Wirkungsgrad (je mehr "B" und je weniger "A", desto höher ist der Wirkungsgrad) und erlauben deswegen bei gleichen Röhren eine deutlich höhere Ausgangsleistung (auch hier gilt: je mehr "B" und je weniger "A", desto mehr) - verglichen mit reinen A-Schaltungen. Mit zwei Stück EL34 im Gegentakt-B-Betrieb sind bei 800[V] Anodenspannung z.B. 100[W] Ausgangsleistung machbar - mit Hifi hat das nicht mehr direkt was zu tun, aber viele Bühnen- und Beschaltungsverstärker verwendeten dieses Konzept. Mischformen zwischen automatischer und fester Gittervorspannungserzeugung sind grundsätzlich möglich, aber eher selten (da ziemlich unübersichtlich und schwer(er) berechenbar). Natürlich kann man einen Gegentaktverstärker auch als reine A-Schaltung aufbauen (ähnlich Deinem Entwurf). Dann geht man der Vorteile der B-Schaltungsarten (viel Leistung und hoher Wirkungsgrad mit wenig Röhren) verlustig, hat allerdings eine Schaltung mit potentiell weniger Verzerrungen. Es scheint so, als ob es hier noch ziemlich an Grundlagen mangelt. Da Du einen individuell entworfenen Verstärker erstellen möchtest (was etwas total anderes und deutlich anspruchsvolleres ist, als eine bewährte Schaltung mit gut erhältlichen Standardbauelementen nachzubauen), möchte ich Dir dringend das Durcharbeiten der folgenden (gut erhältlichen) Lektüre an's Herz legen: Daneben gibt es noch die klassischen Werke wie den Barkhausen (Heinrich Barkhausen, Lehrbuch der Elektronenröhren Band 1 bis Band 4) sowie den Kammerloher (J. Kammerloher, Hochfrequenztechnik Teil II - Elektronenröhren und Verstärker) und "Vacuum Tube Amplifiers" (George E. Valley / Henry Wallmann: Vacuum Tube Amplifiers, McGraw-Hill New York 1948). Diese Sachen sind jedoch nur noch antiquarisch erhältlich - deswegen fehlen Links. Online-Tutorien habe ich jetzt bewußt nicht aufgeführt, da man meiner Meinung nach ein Lehrbuch für optimalen Lernerfolg in Papierform vor sich haben muß (da kann man - schnell und problemlos sowie an jedem computerlosen Ort - reinschreiben und -malen, da kann man kleine gelbe Selbstklebezettelchen reinkleben, das kann man aufgeklappt auf dem Nachttisch liegen lassen usw.). Grüße Herbert

Hallo,
das weiß ich ja schon alles in- und auswendig, nur hat der User aus dem TT Forum sicher keinen Unsinn erzählt.
Außerdem, was ist mit dem hier?:
Aus dem Philips-Datenblatt der EL84, das macht bei Ruhestrom einen Bias von: 10,4V. Sicherlich gewollt, oder liege ich falsch?
mfG

DB schrieb:

Vom Rauschen her ist es am günstigsten, die meiste Verstärkung in der ersten Stufe zu erledigen. Verteilt man die Verstärkung auf mehrere Stufen, so zieht man automatisch das Rauschen der vorherigen Stufe mit hoch. Schön wäre es also, man bräuchte nach der ersten Stufe nur noch die Phasenumkehrstufe und dann die Leistungsröhren.

Hallo,
Gut, dann nehme ich eine ECC83 Vorstufe & baue nur die PI mit ECC82 auf.

Ja, das mit dem Katodenwiderstand geht auch. Hier sinkt dann der Arbeitspunkt aussteuerungsabhängig in Richtung B-Betrieb.
Für eine Röhre wäre der dann 510 Ohm.
Wenn Du dann aussteuerst, erreichst Du eine Gittervorspannung von 26V. Den Spannungsabfall über dem Katodenwiderstand mußt Du der Anodenspannung zuschlagen, Du brauchst also mindestens 310V (eher noch etwas mehr), am AÜ geht ja auch etwas verloren.

MfG
DB

Hallo,
die neuen Schaltpläne stehen, siehe hier:
Version mit EF86:

Netzteil dazu:


Version mit ECC83:

Netzteil dazu:


Welche Version soll ich eher nehmen?
mfG

Hallo motorburner,

zuerst muss das Gegenkopplungsnetzwerk nochmals überarbeitet werden. Es handelt sich hierbei um eine Strom-Spannungsgegenkopplung. Bei dieser Dimensionierung erreichst Du einen minimal einstellbaren Gegenkopplungsfaktor α von etwa 0,12. Das ist m.M. nach viel zu hoch. Üblich sind hier Werte von α bis etwa 0,03.

α = R2 / (R1max + R2) = 2,7K / (20K + 2,7K) = 0,1189

Notfalls muss der RK (R6) aufgeteilt werden. Auch der Kondensator C13 gehört nicht in Reihe sondern parallel zu R33, oder sogar parallel über R33 und R14. Ich würde mal mit einem Wert von etwa 100pF anfangen und probieren.

Die Schaltung mit der EF86 als Eingangsröhre hat natürlich mehr Verstärkung. Bei der Variante mit der ECC82 als Eingangsröhre, würde ich beide Systeme der ECC82 parallel schalten und RK und Ra anpassen.

Zum genialen Netzteil sage ich mal nix mehr.

Noch ein Nachtrag: 510R für die Katodenwiderstände der Endröhren, kann das stimmen?

Gruß

Servus motorburner,

motorburner schrieb:

pragmatiker schrieb: Klasse-A Verstärker: Hier wird diese Gittervorspannung in der Regel durch den (durch den Ruhestrom, welcher durch den Kathodenwiderstand fließt) Spannungsabfall am Kathodenwiderstand erzeugt...... Klasse-AB(1 oder 2) Verstärker: Bei dieser Betriebsart wird die negative Gittervorspannung in aller Regel durch ein eigenes Gitterspannungsnetzteil (und nicht durch den Spannungsabfall an einem Kathodenwiderstand) erzeugt. . . . Dann schrieb pragmatiker noch eine ganze Menge zum Thema und noch ein paar Literaturempfehlungen zum vertiefenden Selbststudium des Themas "Schaltungstechnik von Röhrenverstärkern". . . . das weiß ich ja schon alles in- und auswendig, nur hat der User aus dem TT Forum sicher keinen Unsinn erzählt.

Nun, wenn Du das von mir Geschriebene und Empfohlene alles schon in- und auswendig weißt, dann habe ich mich bei Deinem Wissensstand bezüglich der Röhrenschaltungstechnik gründlich geirrt - bitte entschuldige meine gravierende Fehleinschätzung bezüglich Deiner fachlichen Kompetenz. Und: Daß der User aus dem Tubetown-Forum Unsinn erzählt hätte, das habe ich nie irgendwo auch nur mit einer Silbe behauptet.

Außerdem, was ist mit dem hier?: Aus dem Philips-Datenblatt der EL84, das macht bei Ruhestrom einen Bias von: 10,4V. Sicherlich gewollt, oder liege ich falsch?

Sie hierzu meine oben zitierten Formulierungen "in der Regel".....

Übrigens: Das Gegenkopplungsnetzwerk in Deinen beiden neuen Entwürfen scheint mir - die Dimensionierung des Kondensators C13 betreffend (der ja wohl den Gleichstrompfad zum Ausgangsübertrager unterbrechen soll, damit R14 nicht den Arbeitspunkt von V6(A) mit verstellt) - gleich um Dimensionen daneben zu liegen. Ich sage hier mit aller Vorsicht bewußt "scheint mir", weil nach dem zuletzt oben geschriebenen (die fachliche Kompetenz betreffend) ja davon auszugehen ist, daß dem Kapazitätswert von C13 (auch wenn er mit einem Fragezeichen versehen ist) zumindest eine überschlägige Rechnung Deinerseits zugrunde liegt (dieser Wert also durchaus gewollt sein kann) - wie sieht's übrigens mit belastbaren technischen Daten (Typenbezeichnung?) für den Ausgangsübertrager aus?

Zur Illustration hab' ich den Amplituden- und Phasengang für die vier Fälle (EF86 mit voll zugedrehtem Poti R14, EF86 mit voll aufgedrehtem Poti R14, ECC83 mit voll zugedrehtem Poti R14 und ECC83 mit voll aufgedrehtem Poti R14) über drei Dekaden (von 20[Hz] bis 20[kHz]) mal simuliert - viel Freude wird man mit dieser Dimensionierung vermutlich nicht haben:


in hochauflösend: http://666kb.com/i/byqo0odi48uxxyedl.gif

Meine Überschlagsberechnung für C13 würde wie folgt aussehen: Niederohmigster Fall (der vier möglichen Fälle) R33 + R14 + R6 = 10[kOhm] + 0[Ohm] + 2.2[kOhm] = 12.2[kOhm]. Den höchstens zulässigen kapazitiven Blindwiderstand X(C) für C13 bei der niedrigsten Betriebsfrequenz setzen wir mit maximal 1/10-tel von R33 + R14 + R6 (12.2[kOhm}, also ca. 1.22[kOhm] an. Niedrigste Betriebsfrequenz: 20[Hz]. Nach der Formel C = 1 / (2 * pi * f * X(C)) ergibt sich damit eine mindestens erforderliche Kapazität für C13 von ca. 6.522[µF]. Das runden wir auf den nächsten Normwert auf und erhalten als MINDESTKapazität für C13 einen Wert von 6.8[µF] - also das ca. 145-fache des jetzigen Wertes. Die Simulation zeigt für diesen Fall zwischen 1[kHz] und 20[Hz] einen Pegelunterschied von ca. 0.04[dB] - das ist o.k. Natürlich muß (im Hinblick auf den Ausgangsübertrager und die untere Frequenzgrenze der Gegenkopplung) durch die Koppelhochpaßglieder im Verstärkerzweig (sowie ggf. durch die R/C-Kathodenkombinationen) dafür Sorge getragen werden, daß unterhalb von 20[Hz] die (Leerlauf)Verstärkung der Schaltung zügig abnimmt.

Den Gegenkopplungsgrad (und damit die Leerlauf- und Betriebsverstärkung der gesamten Schaltung) hab' ich mir momentan nicht näher angeschaut - überschlägig würde ich aber meinen, daß da deutlich zu viel Gegenkopplung vorhanden ist. Das würde dann heißen, daß sich die Summe des Widerstandswertes R33 + R14 deutlich erhöht - in etwa dem selben Maß würde dann natürlich der mindestens erforderliche Kapazitätswert von C13 sinken.

Zu guter Letzt möchte meine altmodisch penible Technikerseele noch anmerken, daß in Deinem Schaltbild, welches Du für die ECC83 geplant hast, die erste Röhre nach wie vor mit ECC82 bezeichnet ist und daß auf beiden Verstärkerschaltbildern vom unteren Ende von R15 zur Schaltungsmasse der Verbindungspunkt fehlt. Außerdem gibt es 500[kOhm] Widerstände heutzutage in neu aus der Standardnormreihe nicht mehr zu kaufen - ich empfehle also, den Wert von R29 und R30 in entweder 470[kOhm] oder 510[kOhm] abzuändern.

Grüße

Herbert

[...]für den Ausgangsübertrager aus? [...] Zur Illustration hab' ich den Amplituden- und Phasengang für die vier Fälle (EF86 mit voll zugedrehtem Poti R14, EF86 mit voll aufgedrehtem Poti R14, ECC83 mit voll zugedrehtem Poti R14 und ECC83 mit voll aufgedrehtem Poti R14) über drei Dekaden (von 20[Hz] bis 20[kHz]) mal simuliert - viel Freude wird man mit dieser Dimensionierung vermutlich nicht haben: in hochauflösend: http://666kb.com/i/byqo0odi48uxxyedl.gif Meine Überschlagsberechnung für C13 würde wie folgt aussehen: Niederohmigster Fall (der vier möglichen Fälle) R33 + R14 + R6 = 10[kOhm] + 0[Ohm] + 2.2[kOhm] = 12.2[kOhm]. Den höchstens zulässigen kapazitiven Blindwiderstand X(C) für C13 bei der niedrigsten Betriebsfrequenz setzen wir mit maximal 1/10-tel von R33 + R14 + R6 (12.2[kOhm}, also ca. 1.22[kOhm] an. Niedrigste Betriebsfrequenz: 20[Hz]. Nach der Formel C = 1 / (2 * pi * f * X(C)) ergibt sich damit eine mindestens erforderliche Kapazität für C13 von ca. 6.522[µF]. Das runden wir auf den nächsten Normwert auf und erhalten als MINDESTKapazität für C13 einen Wert von 6.8[µF] - also das ca. 145-fache des jetzigen Wertes. Die Simulation zeigt für diesen Fall zwischen 1[kHz] und 20[Hz] einen Pegelunterschied von ca. 0.04[dB] - das ist o.k. Natürlich muß (im Hinblick auf den Ausgangsübertrager und die untere Frequenzgrenze der Gegenkopplung) durch die Koppelhochpaßglieder im Verstärkerzweig (sowie ggf. durch die R/C-Kathodenkombinationen) dafür Sorge getragen werden, daß unterhalb von 20[Hz] die (Leerlauf)Verstärkung der Schaltung zügig abnimmt. Den Gegenkopplungsgrad (und damit die Leerlauf- und Betriebsverstärkung der gesamten Schaltung) hab' ich mir momentan nicht näher angeschaut - überschlägig würde ich aber meinen, daß da deutlich zu viel Gegenkopplung vorhanden ist. Das würde dann heißen, daß sich die Summe des Widerstandswertes R33 + R14 deutlich erhöht - in etwa dem selben Maß würde dann natürlich der mindestens erforderliche Kapazitätswert von C13 sinken. Zu guter Letzt möchte meine altmodisch penible Technikerseele noch anmerken, daß in Deinem Schaltbild, welches Du für die ECC83 geplant hast, die erste Röhre nach wie vor mit ECC82 bezeichnet ist und daß auf beiden Verstärkerschaltbildern vom unteren Ende von R15 zur Schaltungsmasse der Verbindungspunkt fehlt. Außerdem gibt es 500[kOhm] Widerstände heutzutage in neu aus der Standardnormreihe nicht mehr zu kaufen - ich empfehle also, den Wert von R29 und R30 in entweder 470[kOhm] oder 510[kOhm] abzuändern. Grüße Herbert

Hallo,
Zunächst, danke für die Rechnung, mit der Gegenkopplung habe ich so meine Probleme. Der AÜ wird einer nach Kundenwunsch von Tubeland oder vielleicht auch einer von der Stange.
Keine Ahnung was die für einen Frequenzgang haben. Bei btb Elektronik habe ich auch einen gefunden, ursprünglich für 4 EL84, bis 30W, sekundär 8R auf M102a Kern. Welchen Kern Markus von Tubeland nimmt, keine Ahnung.
Ich bitte dich um Hilfe, eine gute Gegenkopplung hinzubekommen. Ich habe schon viel ausprobiert, nur so wirklich glücklich wurde ich nicht.
Gibt es nicht sowas wie ideale Werte für bestimmte AÜs oder Schaltungen?`
mfG
Edit: was vielleicht noch dazugesagt werden sollte: Als Eingang wird der Kopfhörerausgang eines Laptops oder teils auch eines MP3 Players verwendet.

Servus motorburner,

eine der wichtigsten Fragen, mit denen der Verstärkerentwurf beginnen sollte, ist: Wieviel Ausgangsleistung muß das Gerät bei welcher unteren Grenzfrequenz in welche Lautsprechernennimpedanz erbringen können?

Durch die Beantwortung dieser Frage wird erstmal die erforderliche Größe des Ausgangsübertragers festgelegt. Nachdem bei Dir die Endröhrentypen ja bereits festliegen, kann man nach der Beantwortung dieser Frage auch den kompletten Ausgangsübertrager auslegen. Mit Kenntnis der Nennimpedanz ist dann auch bekannt, wieviel Maximalspannung für die Gegenkopplung zur Verfügung steht.

Sowohl die Parameter "Maximalleistung" wie auch "untere Grenzfrequenz" beeinflussen sehr wesentlich die Kerngröße des Ausgangsübertragers - je niedriger die untere Grenzfrequenz ist, desto größer wird der Kern des Ausgangsübertragers. Ein guter, baßtauglicher Ausgangsübertrager ist erheblich größer wie ein Netztrafo für die gleiche Nennleistung bei gleicher Kernbauart.

Hat man die Daten des Ausgangsübertragers (wenn sie nicht in einem Datenblatt dokumentiert sind, dann muß man diese ggf. messen), dann kennt man den Phasen- und Amplitudengang des Ausgangsübertragers (wobei der Phasengang bei einem guten Ausgangsübertrager üblicherweise die relevantere Größe ist). Anhand dieser Daten kann man nun beginnen, die frequenzgangbestimmenden Elemente des Gegenkopplungszweiges zu dimensionieren.

In den Frequenz- und Phasengang des Gesamtverstärkers gehen sehr wesentlich die C/R-Koppelglieder (Koppelkondensator von der Anode zum Steuergitter der nächsten Stufe zusammen mit dem Gitterableitwiderstand dieser Stufe) zwischen den einzelnen Stufen ein. Diese Koppelglieder sind Hochpässe erster Ordnung (mit einer Flankensteilheit von 6[dB/Oktave]). Dimensioniert man alle Hochpässe so, daß sie auf der gleichen Frequenz liegen, dann ergibt sich bei Deiner Verstärkerschaltung ein durch die Koppelglieder bedingtes Gesamthochpaßverhalten von 18[dB/Oktave] (3 Hochpaßglieder je 6[dB/Oktave]).

Diese Hochpässe sollte man nun so dimensionieren, daß der Ausgangsübertrager Baßanteile im Frequenzgang, die er aufgrund seiner endlichen unteren Grenzfrequenz nicht mehr übertragen kann, gar nicht erst "zu sehen bekommt" (da wird die Endstufe sonst nur sinnlos damit belastet, der Übertragerkern rauscht in die magnetische Sättigung, was wiederum häßliche Verzerrungen produziert usw.). Nur muß man halt zur richtigen Dimensionierung dieser C/R-Glieder die Eigenschaften des Ausgangsübertragers kennen.....

Prinzipiell könnte man (zur Versteilerung der Hochpaßfilterflanke des Gesamtverstärkers) auch noch die R/C-Kombinationen in den Kathoden der Zwischenröhre sowie den Endröhren heranziehen. Nur: Das Ganze ist nicht ganz trivial zu berechnen (weil die Röhreninnenwiderstände in das Ergebnis mit eingehen) - und außerdem sind Elkos dann wegen ihrer riesigen Toleranzen die völlig falschen Kondensatoren (hier müßte man mit eng tolerierten Folienkondensatoren arbeiten - und die werden bei den erforderlichen Kapazitätswerten ziemlich groß (und auch teuer)). Also schaut man bei den Kathodenelkos am besten, daß man diese so dimensioniert, daß man auch im worst-case im Zusammenspiel mit Kathodenwiderstand und Röhreninnenwiderstand unterhalb der durch die Hochpässe und den Ausgangsübertrager bestimmten unteren Grenzfrequenz bleibt (auch hierzu muß man die Ausgangsübertragereigenschaften kennen). Zu groß dürfen die Elkos allerdings auch nicht werden, weil ansonsten die Röhre im Übersteuerungsfall "ewig" gesperrt bleibt und es dann bis zu einige Sekunden dauern kann, bis der Verstärker nach einer Übersteuerung wieder einen Ton von sich gibt.

Ich hoffe, Du verstehst nun, warum ich so penetrant auf den Eigenschaften des Ausgangsübertragers rumreite: Ohne Kenntnis seiner Daten läßt sich die restliche Schaltung in wesentlichen Teilen nicht seriös dimensionieren - das wird dann wildes Gebastle und Rumgestochere im Nebel, was mit Glück dann "irgendwie" funktioniert - mit einem strukturierten Schaltungsentwurf hat das allerdings nicht mehr viel zu tun.

Grüße

Herbert

Hallo,
bei den btb Übertragern steht dazu: Frequenzgang min. 30Hz bis 20KHz (+/- 3dB)

Hilft das weiter? Ich habe mir mal sagen lassen, dass man die Entkoppelkondensatoren immer so groß wie möglich gestalten sollte & die 100µ an den Kathoden der Endröhren wurden mir auch geraten.
mfG
Edit: die Tubeland Übertrager haben einen Frequenzgang von: 17 Hz (-3db) - 73 KHz (-3db).
Edit 2: Bei dem Graphen hast du was verwechelt..
die EF86 hat 2,7k Kathodenwiderstand, die ECC83 2,7k. (falls das Relevant ist)
Edit 3: Ich hab bei Reichelt geguckt, es gibt doch noch 500k Widerstände, als Metallschicht.

Servus motorburner,

noch was auf die Schnelle - hier möchte ich mich bei Dir entschuldigen: die 4[kOhm] R(aa), welche Du anfangs genannt hast, sind natürlich von der Dimension her völlig korrekt. Mir sind bloß Deine parallelgeschalteten Endröhren irgendwie nicht präsent gewesen und ich habe mit den Daten eines einzelnen Gegentakt-6V6GT-Pärchens gerechnet - Sorry. Bei meiner Leistungsabschätzung (20[W] im Gegentakt bei Klasse-A) hab' ich allerdings alle vier Röhren einbezogen.

Ich hab' jetzt mal als erste Diskussionsgrundlage einen Ausgangsübertrager von Gerd Reinhöfer rausgesucht - den Typ 53.25:

http://www.roehrentechnik.de/html/gegentakt.html
http://www.roehrentechnik.de/html/au_daten_.html#DatenGegentakt

Der hat natürlich seinen Preis - aber: echte, nachprüfbare Qualität kostet ihren angemessenen Preis, und die Ausgangsübertrager von Gerd Reinhöfer sind exzellent (und, nein, ich bin nicht mit ihm befreundet, verwandt oder verschwägert oder sonstwie wirtschaftlich interessengeleitet). Dieser Übertrager kommt bis auf 20[Hz] runter - bis 20[W] bei einer magnetischen Induktion von nur 1.1[T], was hohe Verzerrungsarmut erwarten läßt. Und es lassen sich auch noch 41[W] bei 20[Hz] übertragen (damit wären Deine vier Stück 6V6 schon fast vollständig im B-Betrieb angekommen) - die magnetische Induktion ist mit 1.6[T] für diesen Fall gerade noch akzeptabel. Bei dem öfter für anständige Ausgangsübertrager verwendeten (und recht hochwertigen) Kernblech M111-35N http://www.wagnergri...w-how/materialkunde/ ist bei der magnetischen Induktion bei etwa 1.7[T] Schluß (darüberhinaus steigen die Verluste stark an) - ich weiß allerdings nicht, ob Gerd Reinhöfer genau dieses Kernmaterial verwendet (M111 verwendet er - das steht auf seiner Homepage - ob's aber ein 35er ist (was für 0.35[mm] Blechdicke steht) oder eine andere Kernblechdicke, weiß ich nicht.

Wie Du siehst, kommt der Übertrager 53.25 (der über Ultralinear-Anzapfungen bei 25% und 50% verfügt - damit kann man also "spielen") trotz seiner vergleichsweise "kleinen" Leistung bereits mit einem Kern M102b daher - ist also bereits ein ganz schöner "Brocken". Das ist ein Tribut an die untere Grenzfrequenz von 20[Hz]. Und: Er hat nur eine 8[Ohm] Sekundärwicklung (Dein Entwurf hat allerdings auch nicht mehr). Jetzt bist Du dran: Kommt der Übertrager und sein Preis (EUR 122,-- / Stück) für Dich in Frage?

Wenn nein: Wo liegen Deine Wünsche bezüglich unterer Grenzfrequenz und maximalem Preis?

Für ein EL84 Quartett gab's vor ca. 40 Jahren von der Firma Engel einen exzellenten Ausgangsübertrager, der auch recht gut für Dein 6V6GT Quartett passen könnte. Dieser Übertrager findet sich z.B. in dem Verstärker "RIM-Organist". Aus dem Teil kamen 35[W] raus - siehe hier: http://www.jogis-roehrenbude.de/Rim/Organist.htm - das Studium des Schaltbildes kann ingesamt ganz interessant sein (insbesondere in der Gegenkopplungsecke). Die Nachfolgefirma der Firma Engel ist die Firma HGSM: http://www.hsgm.com/hsgm/drossel.htm .Ganz unten auf der Homepage steht, daß diese Firma nach Original-Bauvorschriften auch alte Engel-Übertrager nachfertigen kann. Vielleicht lohnt sich hier eine Anfrage. Falls Du die Nummer der Bauvorschrift (BV) dieses Übertragers brauchen solltest: So ein Organist steht hier rum - entweder in der Dokumentation oder direkt im Gerät sollte sich diese Nummer also herausfinden lassen.

Bevor die Frage des Ausgangsübertragers nicht verbindlich geklärt ist, macht es keinen großen Sinn, wesentliche weitere Energie in das Projekt reinzustecken.

Grüße

Herbert

pragmatiker schrieb:

Servus motorburner, noch was auf die Schnelle - hier möchte ich mich bei Dir entschuldigen: die 4[kOhm] R(aa), welche Du anfangs genannt hast, sind natürlich von der Dimension her völlig korrekt. Mir sind bloß Deine parallelgeschalteten Endröhren irgendwie nicht präsent gewesen und ich habe mit den Daten eines einzelnen Gegentakt-6V6GT-Pärchens gerechnet - Sorry. Beim meiner Leistungsabschätzung (20[W] im Gegentakt bei Klasse-A) hab' ich allerdings alle vier Röhren einbezogen. Grüße Herbert

Hallo,
Okay, da bin ich ja beruhigt
Wie ist das jetzt mit der Gegenkopplung? Reicht der Frequenzgang oder brauchen wir noch irgendwas?
mfG

motorburner schrieb:

Wie ist das jetzt mit der Gegenkopplung? Reicht der Frequenzgang oder brauchen wir noch irgendwas? mfG

Ja, wir brauchen zuallererst die verbindliche Festlegung des Ausgangsübertragers - siehe meinen inzwischen erweiterten Beitrag #28 vor Deinem Beitrag.

Grüße

Herbert

Hallo,
Über 100€ für einen Übertrager? Nein, das ist mir doch etwas zu teuer.
Ich wäre bis 70€ pro Übertrager dabei, Grenzfrequenz..hm, 20Hz würde ich sagen, wie niedriger für den gleichen Preis desto besser
Soll ich jetzt eigentlich UL nehmen oder nicht?
mfG

pragmatiker schrieb:

Ich hab' jetzt mal als erste Diskussionsgrundlage einen Ausgangsübertrager von Gerd Reinhöfer rausgesucht - den Typ 53.25:

Hallo Herbert,

sei mit bitte nicht böse, aber für einen so teuren, wahrscheinlich auch tatsächlich sehr guten AÜ von Gerd, sollte auch die Schaltung samt Netzteil auf das gleiche Niveau gebracht werden, sonst bringt der AÜ auch nicht viel mehr. Da muss das Schaltungskozept noch gewaltig nachgebessert werden.

@motorburner

Wegen der Gegenkopplung, ich weiß jetzt nicht ob Du Herbert oder mich gemeint hast. In meinen Beitrag habe ich Dir grob die Richtung mit dem SpannungsGK-Faktor aufgezeigt.

Ich mache meine Gegenkopplungen von Sek-AÜ zur Vorstufe immer einstellbar mit dem Gegekopplumgsfaktor von etwa 0,02 bis 0,052 und überbrückt mit etwa 50 - 150pF.

Es sollte allerdings nie mehr als 13 - 15db gegengekoppelt werden, so die wahre Lehre. Aber um das zu berechnen braucht man erstmals die Leerlaufverstärkung und dann die tatsächliche Vertstärkung mit GK. Erst dann kann man die GK in "db" ermitteln.

Stimmen die 510 OHm RK der Endröhren wirklich?

Gruß

motorburner schrieb:

Über 100€ für einen Übertrager? Nein, das ist mir doch etwas zu teuer. Ich wäre bis 70€ pro Übertrager dabei, Grenzfrequenz..hm, 20Hz würde ich sagen, wie niedriger für den gleichen Preis desto besser

Für EUR 70,-- / Stück wird es für einen anständigen Hifi-Übertrager ziemlich eng....das ist etwas völlig anderes als Übertrager für Gitarrenverstärker (die sollen in Grenzen ja verzerren, weil das den "Sound" ausmacht). Da fällt mir jetzt spontan nur der Welter Ü-UL-4-3,4 ein - der kostet EUR 74,70 pro Stück - siehe hier: http://www.welter-el...dard_uebertrager.htm . Ich selbst habe keinerlei Erfahrungen mit der Firma Welter - die Meinungen, die ich gelesen habe, waren allerdings durchaus gemischt. Falls dieser Übertrager für Dich in Frage kommt (ein M102a Kern ist eine ganze Ecke kleiner als ein M102b Kern - die Verschachtelung ist 7-fach anstelle von 14-fach wie bei meinem ersten Vorschlag (ein höherer Verschachtelungsgrad tut der Qualität - speziell im Hochtonbereich - sehr gut) - beide Faktoren sind eine Konzession an den Preis), dann müßtest Du bei der Firma Welter genaue technische Daten dieses Übertragers erfragen (all die Daten, die oben im zweiten Link in der Reinhöfer-Tabelle stehen). Wenn diese Daten vorliegen, dann sehen wir weiter.

Soll ich jetzt eigentlich UL nehmen oder nicht?

Die Frage ist derzeit völlig zweitrangig - die entscheidet sich dann, wenn der Ausgangsübertrager festliegt (weil der dann entweder UL-Anzapfungen hat oder nicht).

Grüße

Herbert

Hallo Motorburner,

mMn solltest du nicht bei den Ausgangsübertragern sparen, vorallem nicht wegen 100 €. Und erst recht nicht, wenn du viel Leistung verlangst.

Insgesamt ist mir nicht klar geworden, wieso du soviel Leistung brauchst und die dann mit schwachen Röhren erziehlen willst. Wieso du auf Röhrengleichrichtung bestehst, wenn du keinen Gitarrenverstärker baust. Geht es darum, möglichst viele Glühkolben aufzustellen oder erwartest du dir davon einen klanglichen Vorteil?

Ich habe mir selbst vor einiger Zeit einen 6V6 PP amp gebaut, höre jetzt aber nicht mehr darüber, da ich leider beim AÜ gespart hatte. Und aufrüsten zahlt sich auch nicht wirklich aus.

Ich rate dir, bau den kleinsten Amp der noch reicht und dafür mit guten Übertragern, sonst macht Röhre für Hifi keine große Freude (außer das leuchten im Dunkeln

grüße
Martin

sidolf schrieb:

Stimmen die 510 OHm RK der Endröhren wirklich?

Hallo,
19V [Bias]/(0,035A+0,002A) = 513,***R.
mfG

Servus Sigi,

schön, Dich zu lesen.

sidolf schrieb:

sei mit bitte nicht böse, aber für einen so teuren, wahrscheinlich auch tatsächlich sehr guten AÜ von Gerd, sollte auch die Schaltung samt Netzteil auf das gleiche Niveau gebracht werden, sonst bringt der AÜ auch nicht viel mehr.

nein, nein - ich bin Dir überhaupt nicht böse, Du hast ja recht, weil:

Da muss das Schaltungskozept noch gewaltig nachgebessert werden.

das versuche ich ja gerade zu beginnen - auch wenn's etwas mühselig ist.

Es sollte allerdings nie mehr als 13 - 15db gegengekoppelt werden, so die wahre Lehre. Aber um das zu berechnen braucht man erstmals die Leerlaufverstärkung und dann die tatsächliche Vertstärkung mit GK. Erst dann kann man die GK in "db" ermitteln.

Und um die Leerlaufverstärkung für diesen Zweck zu ermitteln, brauchen wir das Untersetzungsverhältnis des Ausgangsübertragers (und damit den R(aa) desselben), weil der Ausgangsübertrager hier - wenn die Gegenkopplung auf der Sekundärseite des AÜ abgegriffen wird, als Spannungsteiler wirkt (was bei den von mir oben verlinkten Rundfunkkonzepten - bei denen von den Endröhrenanoden gegengekoppelt wurde - durchaus nicht immer der Fall war). Das heißt - ich nörgle jetzt wieder rum - wir müssen den Ausgangsübertrager kennen..

Stimmen die 510 OHm RK der Endröhren wirklich?

Das kommt hin. Seite 2, zweiter Absatz, Spalte 2 dieses Datenblattes (Überschrift: "Push-Pull Class AB1 Amplifier, Values for two Tubes"):

http://www.mif.pg.gda.pl/homepages/frank/sheets/093/6/6V6GT.pdf

Da steht für 285[V] Anodenspannung und -19[V] Gittervorspannung ein Ruhestrom von 35[mA] pro Röhre! verzeichnet. Damit landet man rechnerisch bei 543[Ohm] Kathodenwiderstand - man kann also sowohl 510[Ohm] wie auch 560[Ohm] nehmen (wobei ich - wie DB - eher 510[Ohm] wählen würde, weil wir dann einen Tick näher am A-Betrieb sind). Das Problem beim AB1-Betrieb mit automatischer Gittervorspannungserzeugung ist, daß man halt mit zunehmender Aussteuerung durch den zunehmenden Anodenstrom und den damit ebenfalls zunehmenden Spannungsabfall am Kathodenwiderstand immer weiter Richtung B-Betrieb rutscht. War der Ruhearbeitspunkt sowieso schon stark B-lastig (z.B. aus Leistungsgründen), dann landet man mit dieser Art der Vorspannungserzeugung irgendwann beim C-Betrieb - und die dann entstehenden Verzerrungen sind richtig unangenehm (und durch keine Gegenkopplung mehr auszubügeln).

Grüße

Herbert

pragmatiker schrieb:

[...] müssen den Ausgangsübertrager kennen.. [...]

Hallo,
was würdet Ihr denn für einen eher nehmen? den von Tubeland oder den von BTB? Oder ganz andere Hersteller?
mfG

Bezüglich der Gegenkopplung bin ich anderer Meinung. Ich würde den Verstärker wie einen V69 bauen, allerdings mit 2x EL34 und 2x EF86 und wie im Vorbild straff (34dB) gegenkoppeln.
Kommt aber immer drauf an, was man will: ein Anfängerprojekt zum Lernen und Basteln, ein Effektgerät oder einen exzellenten Verstärker.

MfG
DB

motorburner schrieb:

pragmatiker schrieb: [...] müssen den Ausgangsübertrager kennen.. [...] was würdet Ihr denn für einen eher nehmen? den von Tubeland oder den von BTB? Oder ganz andere Hersteller?

Für diese Entscheidung werden wirklich aussagekräftige und vollständige Daten für alle zur Diskussion stehenden Ausgangsübertrager benötigt - nämlich:

• Nennsekundärimpedanz(en).
  
• Primärimpedanz "Z(aa)" bei Nennsekundärimpedanz (in den Datenblättern meistens "R(aa)" genannt).
  
• Primärleerlaufinduktivität bei der untersten Betriebsfrequenz.
  
• alternativ / zusätzlich: Primärleerlaufinduktivität bei 50[Hz].
  
• Unterste Betriebsfrequenz.
  
• Maximal verzerrungsarm übertragbare Leistung auf der untersten spezifizierten Betriebsfrequenz (mit Angabe, ob sich das auf -0.5[dB], -1[dB], -2[dB] oder -3[dB] bezieht).
  
• Primärstreuinduktivität.
  
• Primärstreukapazität.
  
• Resonanzfrequenz der Streuspitze.
  
• Gleichstromwiderstand "R(aa)DC" der Primärwicklung.
  
• Gleichstromwiderstand "R(DC)" der Sekundärwicklung(en).
  
• ggf. Anzahl und prozentuale Lage der Abgriffe auf der Primärwicklung (sog. "UL-Anzapfungen").
  
• Durchgangsdämpfung in [dB].
  
• Spannungsfestigkeit / Isolation der Primärwicklung (sprich: ab wievielen Volt knallt's da).
  

Die Parameter "Streuinduktivität" und "Streukapazität" sind sehr für den "High-Fidelen" Charakter eines Trafos verantwortlich und sind direkt das Resultat von großer Erfahrung in der Kunst des Trafobaus (höhere Verschachtelungsgrade begünstigen hierbei bessere Werte dieser beiden Parameter). "Bessere Werte" heißt hierbei:

• Streuinduktivität: Je kleiner dieser Wert ist, desto besser - je kleiner, desto massiver ist die magnetische Verkopplung zwischen Primär- und Sekundärwicklung (etwas, was sich später unter anderem direkt im Dämpfungsfaktor eines Verstärkers ausdrückt).
  
• Streukapazität: Je kleiner dieser Wert ist, desto besser - ein kleinerer Wert heißt hier auch kleineren kapazitiven Blindwiderstand "X(C)" der Primärwicklung - je kleiner dieser Wert, desto besser ist die Hochtonwiedergabe.
  

Ein seriöser, fachkundiger Anbieter, der seine Trafos selbst herstellt (oder engsten Kontakt zum Hersteller hat) und nicht nur einfacher "Kistenschieber" ist, bringt diese Daten her - Du, motorburner, bist hier gefragt, diese Daten der von Dir in's Auge gefaßten Ausgangsübertrager herbeizuschaffen (schließlich ist es Dein Projekt).

In diesem Zusammenhang muß eindrücklich vor der leider häufig anzutreffenden Auffassung "So gut muß das alles nicht sein, die Gegenkopplung biegt das schon wieder hin" gewarnt werden. Die Gegenkopplung versucht Fehler zu reparieren, die bereits bis zu einem gewissen Grad (hier kommt der Gegenkopplungsgrad in's Spiel) aufgetreten sind - und damit nicht mehr rückgängig gemacht werden können. Besser ist es in jedem Fall, für eine Auslegung der Schaltung zu sorgen, die auch ohne Gegenkopplung bereits so "HiFi-mäßig" wie möglich funktioniert (dann hat die Gegenkopplung hinsichtlich der "Reparatur" von Fehlern nur noch wenig zu tun) - und das erfordert erstklassige Komponenten (speziell einen exzellenten Ausgangsübertrager mit möglichst geringen Phasenfehlern). Dann kann man relativ stark (ca. 20....30[dB] - damit brauchen wir mindestens ca. 60[dB] Leerlaufverstärkung) gegenkoppeln und erhält in Summe dann exzellente Resultate.

Grüße

Herbert

DB schrieb:

Kommt aber immer drauf an, was man will: ein Anfängerprojekt zum Lernen und Basteln, ein Effektgerät oder einen exzellenten Verstärker.

Einen Verstärker, in dem die klanglich exzellente (mein Geschmack) 6V6 zum Einsatz kommt & die ECC82, ebenfalls wegen des Klangs. Ich würde diese Röhren allen anderen vorziehen, weil sie verdammt gut klingen. Ist mein voller Ernst
Nur bin ich nebenbei als Fotograf tätig und zur Zeit steht ein Systemwechsel über mehrere Tausend Euro an, da bleibt nicht viel Geld für zu teure AÜs.
Röhrengleichrichtung wollte ich dennoch nehmen, alleine wegen der Optik, vom Phänomenalen SAG mal ganz zu schweigen.
Du kritisiertest die hochohmigkeit des Netzteils wegen den 68R Widerständen.
Was meinst du? Kann ich die 470µ Stufe weglassen? Mit der 470µ Stufe habe ich (aus dem Diagramm abgelesen) eine Welligkeit von nur 10mV bei Vollaussteuerung, lt. PSUD ll.
Wie gesagt, ich bin für Verbesserungen offen, solange sie nicht mein Grundkonzept verändern oder über mein Budget hinweg gehen.
mfG

pragmatiker schrieb:

Ein seriöser, fachkundiger Anbieter, der seine Trafos selbst herstellt (oder engsten Kontakt zum Hersteller hat) und nicht nur einfacher "Kistenschieber" ist, bringt diese Daten her. In diesem Zusammenhang muß eindrücklich vor der leider häufig anzutreffenden Auffassung "So gut muß das alles nicht sein, die Gegenkopplung biegt das schon wieder hin" gewarnt werden. Die Gegenkopplung versucht Fehler zu reparieren, die bereits bis zu einem gewissen Grad (hier kommt der Gegenkopplungsgrad in's Spiel) aufgetreten sind - und damit nicht mehr rückgängig gemacht werden können. Besser ist es in jedem Fall, für eine Auslegung der Schaltung zu sorgen, die auch ohne Gegenkopplung bereits so "HiFi-mäßig" wie möglich funktioniert (dann hat die Gegenkopplung hinsichtlich der "Reparatur" von Fehlern nur noch wenig zu tun) - und das erfordert erstklassige Komponenten (speziell einen exzellenten Ausgangsübertrager). Dann kann man relativ stark (ca. 20....30[dB] - damit brauchen wir mindestens ca. 60[dB] Leerlaufverstärkung) gegenkoppeln und erhält in Summe dann exzellente Resultate.

Das alles wird gebraucht? Muss ich gleich mal anfragen.
Die ECC83 an 250V mit den verwendeten Werten hat eine Datenblatt-Verstärkung von: 66,5
Die PI hat laut Datenblatt eine Verstärkung von 11.
mfG

motorburner schrieb:

Die PI hat laut Datenblatt eine Verstärkung von 11.

Mit PI ist - so nehme ich mal an - die Phasenumkehrstufe gemeint (PI = Phase Inverter). Und diese Stufe hat in Deiner oben dargestellten Schaltung (die man Kathodyn- oder auch Concertina-Schaltung nennt) für beide Ausgänge eine Spannungsverstärkung von ziemlich genau "1" (in Worten: eins) - nicht mehr und nicht weniger....und zwar völlig unabhängig von der verwendeten Röhre und davon, was für diese Röhre an Verstärkungen im Datenblatt stehen mag.

Grüße

Herbert

motorburner schrieb:

Röhrengleichrichtung wollte ich dennoch nehmen, alleine wegen der Optik, vom Phänomenalen SAG mal ganz zu schweigen.

was erwartest du dir vom sag bei HiFi?

pragmatiker schrieb:

motorburner schrieb: Die PI hat laut Datenblatt eine Verstärkung von 11. Mit PI ist - so nehme ich mal an - die Phasenumkehrstufe gemeint (PI = Phase Inverter). Und diese Stufe hat in Deiner oben dargestellten Schaltung (die man Kathodyn- oder auch Concertina-Schaltung nennt) für beide Ausgänge eine Spannungsverstärkung von ziemlich genau "1" (in Worten: eins) - nicht mehr und nicht weniger....und zwar völlig unabhängig von der verwendeten Röhre und davon, was für diese Röhre an Verstärkungen im Datenblatt stehen mag. Grüße Herbert

Ja, das ist mir vollkommen klar, dass die in Kathodyn aufgebaut ist! Aber die Vorstufe gehört laut Datenblatt mit dazu. Es ist die DC-Gekoppelte Version. hat nur 1% Klirr
Deshalb wollte ich auch diese Version nehmen.

motorburner schrieb:

Ja, das ist mir vollkommen klar, dass die in Kathodyn aufgebaut ist! Aber die Vorstufe gehört laut Datenblatt mit dazu. Es ist die DC-Gekoppelte Version. hat nur 1% Klirr Deshalb wollte ich auch diese Version nehmen.

Für mich ist eine Phasenumkehrstufe eine einzelne Stufe, die ohne (verstärkende) Vorstufe betrachtet wird. Nun, sei's drum....mit 11-facher Verstärkung hat das Ding noch deutlich weniger Verstärkung, wie ich dachte (ich ging von 15-fach aus). Und das mit der DC-Kopplung (hab' ich schon gesehen und die Stirn gerunzelt) ist gut: Da kann der Arbeitspunkt der Phasenumkehrstufe so richtig schön weglaufen, wenn sich die Ruhe-Anodenspannung der Vorstufe nur um 1[V] ändert - genial! DC-Kopplung an sich bietet bei Röhren keinerlei Gewähr für besonders niedrigen Klirr - eher ist das Gegenteil der Fall (auch wenn manch irrgeleitete "audiophile" Geister Koppelkondensatoren verteufeln, was das Zeug hält....). Wie die Arbeitspunkteinstellung einer Kathodyn-Stufe aussehen kann, die nicht gleichspannungsgekoppelt an ihrer Vorstufe hängt, sei hier mal beispielhaft dargestellt:



Wie auch immer: Ich hab' geschrieben, was zu dem Thema zu schreiben war. Solange nicht belastbare Angaben zu den Ausgangsübertragern vorliegen, die Du auch gewillt bist zu bezahlen (und die auch lieferbar sind), werde ich in eine Verfeinerung Deiner Schaltung momentan nicht mehr sehr viel Energie reinstecken.....

Grüße

Herbert

Mit geringer Verstärkung sinkt allerdings die Verstärkungsreserve, die für die Gegenkopplung nötig ist, bzw. es steigt die Anzahl der Stufen. Zwangsläufig.
Wie wäre es mit sowas?
Man hat nur zwei Vorstufensysteme und ordentlich Verstärkung.
Die nicht so schöne galvanische Kopplung zwischen Vorstufe und Phasenumkehrung könnte man auch anders lösen.


MfG
DB

Servus DB,

Aaah - der ökonomisch sinnvolle Klassiker, der altehrwürdige ST70. Die Pentode macht schon ordentlich Spannungsverstärkung - und der Abgriff der Gegenkopplung an der 16[Ohm] Wicklung des Ausgangsübertragers trägt das seine zu ein paar [dB] bei. 1%-ige Widerstände, wo's wegen geringer Verzerrungen nötig ist - und eine Frequenzgangkorrektur der Gegenkopplung via 390[pF] Kondensator vom Schirmgitterabgriff des Ausgangsübertragers. Und wenn man das alles richtig macht, dann kommen mit drei Röhren pro Kanal aus dem Ding knapp 50[W] raus....eben ökonomisch.

Aber: Der Threadersteller hat eine EL34-Allergie (das sei ihm unbenommen) und favorisiert aus klanglichen Gründen sowohl die 6V6GT wie auch nach Möglichkeit zumindest teilweise die ECC82. Und da geht der Aufwand natürlich etwas nach oben (auch das ist - da es ein Hobbyprojekt ist - völlig o.k.). Ich meine aber, erste zarte Laute bezüglich der finanziellen Grenzen des Projektes vernommen zu haben - schaun wir mal, was im Endeffekt wirklich dabei entstehen wird......

Grüße

Herbert

Hallo und Tach zusammen,

hi Herbert!

Aaah - der ökonomisch sinnvolle Klassiker

Für die 7199 gibt es keine direkte Äquivalenztype . Da kannst du nur in den sauren Apfel beißen und Originale kaufen, siehe z.B. hier . Es gibt allerdings auch Umbauvorschläge...

....eben ökonomisch.

Grüße,

Michael

Hallo,
die DC-gekoppelte PI hat Kpt. Maritim mal empfohlen, deshalb dachte ich, dass ich die nehmen sollte.
Zur Vorstufe, da habe ich das im Datenblatt der ECC82 gefunden:

diese Verstärkung sollte doch sicherlich reichen, oder?
Kann ich dann gleich eine Kathodynstufe nachschalten, ohne extra nochmal eine Vorstufe für die Kathodyn?
Den Thread zur Dimensionierung einer Kathodynschaltung habe ich schon durchgelesen. Ich dachte nur, die 1% Klirr im Datenblatt sind reale Werte, deshalb habe ich das vorgezogen.
mfG

Kannst Du so machen. Katodyn nachschalten geht auch. Wenn Du allerdings die Gegenkopplung vom Ausgangstrafo in die Katode der Vorröhren führen willst, mußt Du die Katodenkombination für beide Röhrensysteme getrennt ausführen.

MfG
DB