DIY-HV-Netzteil . unerklärliche MOSFET Ausfälle

Hallo,

wird der MOSFET beim Ausfall heiß?

Hallo Buch,

warm wurde da eigentlich Nichts bzw. Nichts wirklich warm. Ich hatte eine 25-Watt-Glühlampe als Last angeschlossen und kurz den 5-kOhm-Poti für die Strombegrenzung bedient. Dannach war sofort "Ruhe" bzw. leuchtete die Glühlampe mit voller Helligkeit. Durch den defekten (bzw. durch den Defekt kurzgeschlossenen) MOSFET lag dann auch die volle Spannung am Ausgang. Mit einem neuen MOSFET des selben Typs passierte dasselbe wieder.
Das Ganze passierte in wenigen Sekunden, so dass sich kaum etwas für normale Betriebsverhältnisse hätte erwärmen können. Geraucht oder ähnliches hat auch Nichts.

Viele Grüße
Steffen

Du überschreitest ganz einfach die Grenzen der sogen. "Safe Operating Area"!
Schau mal im Datenblatt, meistens einer der letzten Graphen.
Die Kurve für DC Strom und Spannungen um 300V gibt hier eine max. Belastungsgrenze von nur 100mA.

Glühlampen sind auch etwas "gemeiner" als ein Widerstand, weil sie im Kaltzustand bzw. bei geringer Brennspannung viel niederohmiger sind, als man es von der "Wattzahl" her erwarten würde (PTC Verhalten von Metallen). Meistens liegt der Kaltwiderstand bei einem Bruchteil des Nennwiderstands (Halogenfunze: 1/10).

Hallo eckibear,

vielen vielen Dank für die Erklärung.
Ich habe vorhin mal einen IRF820 eingebaut. Dieser funktioniert einwandfrei. Die 25 Watt Glühlampe leuchtet nun bei 230 Volt in voller Helligkeit und die Strombegrenzung tut, was sie soll, sprich ich kann den Strom begrenzen, wodurch die Lampe dunkler wird.
Beim IRF820 gibt das Datenblatt ca. 4 Ampere bei 300 Volt an ("Safe Operating Area").



Jetzt hab ich zwar 2 MOSFETs "verloren" aber an Wissen gewonnen.

Ich will auch noch mal meine SU312-npn-Darligtons probieren (davon habe ich noch 50 Stück in einer Kiste).
P_tot = 125 W
U_CBO U_CEX = 450 V
I_C = 12 A
I_CM = 15 A
T_j = 175 °C
Kennwerte bei T_J = 25 °C
U_CE_sat_max = 1,8 V
U_BE_sat_max (bei I_C = 10 A und I_B = 0,14 A) = 2,5 V
t_f (bei I_C = 10 A und |IB| = 0,14 A) = 2,5 µs
U_CE_max (bei -I_C = 7 A) = 3 V

Von den Daten her sollten sie sicher auch passen und für den Linearbetrieb ggf. sogar vorteilhafter sein?!
Ich weiß hier nur nicht so genau, ob ich dann den bisherigen Gatewiderstand von 220kOhm etwas verringern sollte.

Viele Grüße
Steffen

Der IRF820 ist schon viel besser. Aber die SOA Graphen enthalten leider keine DC Kurve, nur 10ms Pulsdauer. Aber grob geschätzt hat er auch bei DC genug Reserve. Manchmal findet man bei anderen Herstellern vollständigere Datenblätter des gleichen Typs.
Manchmal ist es sogar noch so, das die Angaben für ein und denselben Typ ordentlich voneinander abweichen.
Nach JEDEC registrierte Typen definieren nur bestimmte Mindestanforderungen und Charakteristika, "Verbesserungen" sind erlaubt (aber manchmal auch wieder kontraproduktiv, wenn z.Bsp. "zu schnell" herauskommt). Man sollte im Zweifel immer genau hingucken, was man in der Hand hält

Der bipolare SUxxx (russisch?) braucht wesentlich mehr Basis-Steuerstrom, gehe mal von einer Stromverstärkung unter 40 aus...
Mit einem hohen Basiswiderstand kann das nicht funktionieren, auch der Regler bräuchte entsprechend mehr Ausgangsstrom.
Außerdem knicken die SOA Kurven von bipolaren Transistoren im oberen Spannungsbereich in aller Regel noch viel schneller Richtung Keller ab !
Das spricht alles für den Mosfet.

Hallo eckibear,

Danke für die Informationen.

Da die Schaltung soweit gut funktioniert, werde ich den IRF820 wohl dort belassen. Nach einem Datenblatt mit DC-Kurve im SOA-Diagramm werde ich trotzdem noch suchen.

Noch mal zu den SU312-npn-Darlington-Transistoren ...
Von diesen Expemplaren habe ich aus DDR-Zeiten noch ziemlich viele:


Sie wurden vermutlich von RFT gefertigt. Ein richtiges Datenblatt konnte ich leider nicht im Netz finden. Es gibt nur diese Kurzinformation sowie eine Vergleichs-/Equivalenz-Liste mit dem Hinweis "KFZ-Zündung Darlington". Letztere Liste sieht aber keinen direkten Austauschtyp vor, von dem man hätte ggf. ein Datenblatt finden können.

Ich hatte den Darlington auch nur "auf dem Schirm", weil ich meine mal "irgendwo" gelesen zu haben, dass bipolare Transistoren in Längsregler-Applikationen gewisse Vorteile haben sollen. Aber ich glaube in der Diskussion ging es um Linearbetrieb vs. Schaltbetrieb von MOSFETS generell und der Feststellung, dass sich einige MOSFETs nicht für den Linearbetrieb eignen sollen (bzw. dafür nicht gebaut wurden). Hier gab es auch mal eine Übersicht mit Bemerkungen zu einigen MOSFETs.

In Schaltungsvorschlägen für Hochvoltnetzteile in Röhrenverstärkern habe ich aber bisher eigentlich ausschließlich MOSFETs gesehen (meist BUZ90 / BUZ92). Dazu passt dann auch Deine mir einleuchtende Erklärung.
Das (fast) leistungslose Ansteuern des MOSFET Gates scheint mir dann doch mehr Vor- als Nachteile zu haben.

Viele Grüße
Steffen

Da hast Du etwas richtig wichtiges erinnert.

Irgendwo in der Tiefe des Netzes oder gar im Forum (?) hatte ich auch mal darüber geschrieben. Bei Infineon und vielen anderen Herstellern gibt es entsprechende "Application Notes".

MOSFETs haben bereits etliche Generationen hinter sich.

Die frühen Typen waren strukturell meistens vom Typ "lateral", was Vor- und Nachteile hat.
Sie waren thermisch stabiler als moderne Typen. Der Umkehrpunkt der Id/Vgs Temperaturcharakteristik liegt bei niedrigen Stromwerten, d.h. bei gleichem Vgs fällt der Strom mit Erhöhung der Temperatur. Weil das auch auf Chipebene in jeder Zelle des MOSFET erfolgt gibt es keine lokalen Hotspots.
Daher kann man bis zur maximalen Vds Spannung die volle Verlustleistung erreichen.
Nachteilig ist der relativ hohe ON-Widerstand, selten wurden Ströme von mehr als 10A realisiert.

Heutige MOSFETs sind fast ausschließlich "vertikal", was zu einer höheren Integrationsdichte, kürzeren Kanälen und so einer drastischen Erhöhung der Leitfähigkeit je Chipfläche führt (andere Vorteile mal Außen vor). Dafür sind sie thermisch nicht mehr so stabil, bzw. der thermische Umkehrpunkt liegt erst bei vielen Ampere. Das ist in Linear-Anwendungen manchmal schwer zu beherrschen, z.Bsp. ist der Ruhestrom in einem NF-Verstärker eher im Bereich 100mA oder weniger. Ohne gesonderte schaltungstechnische Maßnahmen wird eine modernerer MOSFET Ärger machen.

Einige Hersteller haben dennoch "neue" MOSFET mit hervorragendem SOA im Programm, zumindest was die maximale Belastbarkeit gegenüber Vds betrifft. Das wurde über besondere Diffusionsprofile und thermisch ausgeklügelte Chip-Strukturen erreicht.
Aber unabhängig davon "leiden" sie immer noch an der für Linearanwendungen ungünstigen Temperaturcharakteristik.

Hallo eckibear,

ich habe noch ein wenig im Internet gelesen und bin u.a. auf diese Threads gestoßen.
Klick 1
Klick 2

Zusammengefasst herausgelesen habe ich (sehr veeinfacht ausgedrückt) Folgendes ...

Bipolartransistor npn:
Ausgangsspannung ca. 0,7 Volt niedriger als Basisspannung
Verlustleistung nimmt linear zu

nMOSFET:
Ausgangsspannung ca. 5V niedriger als Sourcespannung
Verlustleistung nimmt quadratisch zu
Schwingneigung größer
U_GS-Kennlinie ist wesentlich weniger gut definiert ist als eine BE-Strecke, daher als Stellglied schlechter geeignet.

Sollte ich nun doch evt. den Darlington dem MOSFET vorziehen? :gruebel:.
Aber Dein Satz
"Außerdem knicken die SOA Kurven von bipolaren Transistoren im oberen Spannungsbereich in aller Regel noch viel schneller Richtung Keller ab !"
ist natürlich auch bedeutsam.

Mir geht es nicht nur um die obige Variante für ein kleines Labornetzteil sondern ganz allgemein um stabilisierte Hochvolt-Netzteile in kleinen Röhren(Pre-)amps. Zielstellung mal in den Raum gestellt ... 300 V DC stabilisiert bei 40 bis 80 mA.

Der gern genutze Längsregel-IC LR8 erlaubt
13.2 - 450V input voltage range
1.20 - 440V output regulation
bei max. 20 mA (eher weniger wegen dem T0-92-Gehäuse)

Viele Grüße
Steffen

PS: Zu dem SU312 Darlington hatte ich noch Folgendes gefunden ...
t_f (bei I_C = 10 A und |IB| = 0,14 A) = 2,5 µs
Dies würde eine Stromverstärkung 10A/0,14mA = 70 bedeuten, allerdings sicher nur in diesem Bereich der Kennlinie. :gruebel:

Das mit der Schwingneigung - ich hatte hier vor einiger Zeit von einem Projekt berichtet mit PMOS als Linearregler,, das Ganze einstellbar von ca 3 - 30V. Verlinke das jetzt aber nicht, da wohl für dieses Projekt hier nichts Spannendes bei herauskommt. Habe das Teil auch letztlich nicht in Betrieb genommen, vor allem wegen einer gewissen Schwingneigung, die ich nicht ganz wegbekommen habe. Übergroße Siebelkos am Ausgang sind ja bei einem Regelnetzteil nicht gerade besonders sinnvoll. Den IRFP9140NP gegrillt hat es aber nicht, trotz ausführlicher Belastungstests und Kühlkörpertemperaturen bis 70 °C. Vielleicht habe ich gerade ein besonders gleichmäßiges Exemplar erwischt, wo sich keine Hotspots in den Strukturen bilden.

Ste_Pa (Beitrag #9) schrieb:

...herausgelesen habe ich (sehr vereinfacht ausgedrückt) ... Bipolartransistor npn: Ausgangsspannung ca. 0,7 Volt niedriger als Basisspannung Verlustleistung nimmt linear zu. nMOSFET: Ausgangsspannung ca. 5V niedriger als Sourcespannung Verlustleistung nimmt quadratisch zu Schwingneigung größer U_GS-Kennlinie ist wesentlich weniger gut definiert ist als eine BE-Strecke, daher als Stellglied schlechter geeignet. Sollte ich nun doch evt. den Darlington dem MOSFET vorziehen? :gruebel:.

Die Verlustleistung ist stets das Produkt aus Spannungsdifferenz Uce bzw. Uds und dem Strom Ic bzw. Id.
Beim bip. Transistor kommt nur noch ein sehr geringer Anteil vom Basisstrom Ib x Ube hinzu.

Daher hier kein Unterschied zwischen MOSFET und bip. Trans.

Bei den doch ziemlich kleinen Strömen, die Du anvisierst, wird nur der kleine/unterste Teil der Ugs-Kennlinie des MOSFETS genutzt. Zwar wird der Innenwiderstand des Spannungsreglers etwas höher sein als mit einem bip. Trans, aber das wird keine nennenswerten Spannungsschwankungen verursachen.

Mir geht es nicht nur um die obige Variante für ein kleines Labornetzteil sondern ganz allgemein um stabilisierte Hochvolt-Netzteile in kleinen Röhren(Pre-)amps. Zielstellung mal in den Raum gestellt ... 300 V DC stabilisiert bei 40 bis 80 mA.

Du könntest eine andere Schaltungsvariante verwenden, bei der der Ausgang wirklich direkt geregelt wird. Von Texas Instrumnets gab es vor Jahrzehnten mal eine Application, die den Weg aufzeigt. Verwendet wurde ein normaler LM317 Regler, der auch gleich bis zu 1.5A verträgt. Daran angelehnt sind neuere Designs mit MOSFET als Vor-Regler, wie z. Bsp. dieses: http://www.pmillett.com/HV_reg.html

BTW: Der Autor bietet wohl auch Platinen an, die man durch entsprechende Wahl der Komponenten leicht auf die eigenen Bedüfnisse (Spannungsbereich) anpassen kann.

SU312 Darlington ... t_f (bei I_C = 10 A und |IB| = 0,14 A) = 2,5 µs Dies würde eine Stromverstärkung 10A/0,14A = 70 bedeuten, allerdings sicher nur in diesem Bereich der Kennlinie.

Das scheint ein typischer HV Schalttransistor auf dem Ostblock zu sein. Bei kleinen Strömen Ic kann dessen Stromverstärkung noch viel geringer sein, einerseits wegen hoher Rekombinationsverluste (uraltes BJT Chip-Design und Ostblock-Qualität des Basismaterials) andererseits wegen den üblicherweise integrierten Ableitwiderständen an den BE Strecken. Wie die SOA aussieht muss man wohl raten, oder austesten...
Insgesamt würde ich bei dieser Anwendung von dem Transistor abraten, auch wenn Du ganze Kisten davon hast.

Hallo eckibear,

vielen vielen Dank für die ausführlichen Informationen.
Das hat mir sehr geholfen und ich bin nun wieder etwas schlauer.

Die angesprochene Maida-Struktur mit dem LM317 hatte ich auch schon einmal in einem Buch gesehen. Irgendwie war sie bei mir aber wieder in Vergessenheit geraten. Gut, dass Du sie angesprochen hast. Ich habe das Buch daraufhin gleich mal wieder "vorgekramt".
Da die Schaltung den Vorteil hat wirklich zu regeln und nicht nur zu stellen, werde ich sie wahrscheinlich mal aufbauen und testen. Laut meinem Buch erreicht die Schaltung eine Ripple Rejection von 66dB @100Hz, was sicher ein sehr guter Wert ist. Vor allem kann man den LM317 nutzen, der leicht verfügbar ist. Beim LR8 weiß man nie, wielange es diesen noch gibt. Der ebenfall HV-taugliche VB408 wurde ja beispielsweise schon vor einigen Jahren abgekündigt.

Das meine SU312 nun in der Kiste bleiben müssen ist zwar etwas Schade, aber gut, so teuer sind IRF820 / 830 / 840 jetzt auch nicht. Auf jeden Fall habe ich nun ein ruhiges Gewissen, denn wenn die Vorteile der MOSFETs doch überwiegen, werde ich sie auf jeden Fall vorziehen und verbauen.

Viele Grüße
Steffen

@Hmeck: Auch Dir vielen Dank für den Erfahrungsbericht in Bezug auf mögliche Schwingneigungen.

Moin Steffen,

jede Medaille hat zwei Seiten.
Also alles hat seine Vor- und Nachteile.

Der LM317 verlangt mindestens 5mA Last am Ausgang um stabil zu arbeiten.
Das wird mit dem Querstrom durch die Widerstände Ausgang-Adjust und Adjust-Masse realisiert.

Legst Du den Regler für 300V aus, so fallen an dem Widerstand von Adjust-Masse maximal 298,75V ab. Bei einem Querstrom von 5mA macht das knapp 1,5W, ein bisschen Luft nach oben und man benötigt ein 2W-Poti.
Um den vollen Regelbereich zu erhalten wird ein Poti mit 60kOhm benötigt. 60kOhm ist ein "schräger" Wert, also wird der nächst kleinere Wert genommen, 47kOhm.
Jetzt beträgt der Querstrom 6,38mA, macht bei 300V fast 2W Verluste, also mindestens ein 3W-Poti nehmen.
Nur, wo findet man ein 47kOhm/3W-Poti?

Betrachten wir den LR8 nochmals genauer.
Deine vorgeschlagene Schaltung ist ein Spannungssteller, der Adj-Anschluss hat keine Verbindung zur Ausgangsspannung.
Und als direkter Längsregler kann er zu wenig Strom ab und die Verlustleistung übersteigt die des LR8 auch bei weitem.
Dafür hat er den Vorteil, dass er einen geringen Querstrom benötigt, ein einfach zu beschaffendes Poti wäre einsetzbar.

Die Lösung des Problems liegt in Form des LM317-Datenblattes vor. Dort findet man eine Schaltung für höheren Laststrom.
Man nimmt 2 bipolare Transistoren und da mit dem Schaltungsvorschlag der Adj-Anschluss des LR8 am Ausgang liegt, ist eine volle Regelfunktion gegeben.

Gruß,
Frank

Hallo Frank,

Dank Dir für Deine Anmerkung.

Du meinst ich könnte dieses Prinzip:

[Quelle: TI, Datenblatt LM317, Page 17 ]

auf den LR8 übertragen?

Ein "richtiger" Regler ist mir natürlich lieber als ein Steller, daher würde mir diese Schaltungsmöglichkeit schon gefallen. Was Du zu dem Poti geschrieben (Leistungsbelastbarkeit) hast, ist natürlich zumindest für eine Anwendung als Netzteil mit in einem großem Bereich einstellbarer Spannung sehr negativ. Derartige Potis habe ich leider nicht und ich denke sie sind auch nicht so leicht zu bekommen (bzw. teuer). Das oben von eckibear verlinkte Beispiel des Maida-Regulators mit LM317 von Pete Millett arbeitet mit Poti und einem weiteren Zusatz-Festwiderstand (2W), was aber den Einstellbereich der Spannung leider sehr stark einschränkt.

Ich habe eben noch mal in mein Buch geschaut ... Dort ist auch eine Version des Maida-Reglers aufgezeigt. Es wird aber ein LM317L eingesetzt, also der "kleine" LM317 im TO92-Gehäuse.


[Quelle: Merlin Blencowe: Designing High-Fidelity Valve Preamps, 2016]

Laut Herrn ValveWizzard fließen über R3 (1,25V/1,5kOhm) 0,83 mA und 100µA vom Adjust Pin. Das würde 332 mW durch das Poti bedeuten ((0,00084 A)^2* 470000 Ohm). Obige Schaltung soll 1,25 Volt bis 400 Volt (einstellbar) liefern.
Der LM317L begrenzt bei 200 mA. Der Querstrom scheint auch deutlich geringer ausfallen zu dürfen als beim normalen LM317 im TO220 Gehäuse.

Vielleicht baue ich beide Schaltungen (LR8 mit 2 Bipolartransistoren als "Strom-Booster" und den Maida-Regler mit LM317L) mal auf.

Viele Grüße
Steffen

Moin Steffen,

genau die obige Schaltung meinte ich.

Wozu gibt es Datenblätter? Auch beim LM317L gilt als Mindestlast 5mA.
Oder die andere Angabe "Adjustment Pin Current Change", da schwankt der Strom zwischen 0,2 und 5 µA.

Wie schon gesagt "Jede Medaille hat zwei Seiten".
Vergrößerst Du den Widerstand zwischen Ausgang und ADJ, so verschlechterst Du die Eigenschaften des LM317 (und auch des LM317L).

Und Du kannst Glück haben, dass das mit einer Serie des LM317 gut funktioniert, mit einer anderen Produktionsserie aber voll in die Hose geht.

Im Datenblatt gibt es nicht umsonst die Spalten "Min", "Typ" und "Max".
Es gibt Toleranzen bei der Produktion und je mehr die Hersteller unter Kostendruck stehen, umso mehr kann man damit rechnen, dass die Toleranzgrenzen auch voll ausgenutzt werden.

Ein LM317, Dual Gauge kostest bei Reichelt für mich als Endkunde 0,25€. Wer soll da noch was verdienen?

Was passieren kann wenn man die Grenzen auch nur kurzzeitig überschreitet, hast Du ja erlebt.

Gruß,
Frank

Ein Paar mA am Ausgang kann man eigentlich immer hinbekommen. Entweder mit einem Lastwiderstand oder der angeschlossenen Last selbst.
Natürlich wäre das dann nicht mehr der übliche Standard für ein Labornetzteil, aber als versierter Hobbyist man kann evtl. damit leben.

Hallo Frank, Hallo eckibear,

vielen Dank für die Rückmeldungen. Ich denke ich teste mal beide Varianten.

@Frank: Noch eine Frage zu zum "Strom-Booster" mit LR8.

Wenn ich anstelle des TIP73 z.B. einen
TIP50 (npn) nehme:
V_CBO (I_E=0) = 500 V
V_CEO (I_B=0) = 400 V
V_EBO (I_C=0) = 5 V
I_C = 1 A
Stromvestärkung: 25

und anstelle des 2N2905 einen
BF421 (pnp)
V_CBO = -300 V
V_CEO = -300 V
V_EBO (I_C=0) = -5 V
I_C = - 500 mA
Stromverstärkung: 50

könnte die Schaltung (LM317 ersetzt durch LR8) funktionieren (bis 250 V) ?
Wobei ich am liebsten einen noch spannungsfesteren pnp-Transistor hätte.
Den KSP94BU TO-92-3 PNP hatte ich noch gefunden ...
V_CBO = -400 V
V_CEO = -400 V
V_EBO (I_C=0) = -6 V
I_C = - 300 mA
Stromverstärkung: 40-50

Viele Grüße
Steffen

Hallo Steffen,

sollte so passen.
Und wenn Du das Datenblatt des LM317 weiter durchforstest, findest Du auch noch eine Strombegrenzung.

Ich erstelle vor so einem Projekt immer ein "Pflichtenheft".
Also was soll die Schaltung leisten.
1. Spannung regelbar von ... bis... Volt?
2. Maximaler Strom?
3. Strombegrenzung? Wenn ja, regelbar?
4. Spannungsstabilität unter Last?

Dann schaue ich nach mit welcher Schaltung mit minimalsten Aufwand diese Vorderungen erfüllen kann.
Evtl. noch was ich schon aus meiner "Bastelkiste" verwenden kann.

Damit hat man sich ein konkretes Ziel gesetzt und es ist einfacher den Weg dorthin zu finden.

Gruß,
Frank

Hallo Frank,

die Applikation des LM317 mit Strombegrenzung habe ich auch gefunden.


[Quelle: TI, Datenblatt LM317, Page 15]

Wenn ich den "Strom-Booster" und die Strombegrenzung mal mit dem Prinzip des einstellbaren Spannungsreglers mit LR8 "verheirate" sieht das Ganze in etwa so aus, sofern ich Nichts falsch gemacht habe ...


In meiner Ausgangsschaltung hatte ich die Strombegrenzung in der Leitung der Ausgangsspannung nach dem MOSFET eingebaut. Den Spannungsabfall des Shunts zu nutzen, um Adj. des LR8 zu "beeinflussen" erscheint mit aber nun auch eleganter.

Mit dem Pflichtenheft hast Du natürlich Recht. Ich mache im Augenblick "irgendwie" zu viel parallel. Ursprünglich bastele ich an meinem Röhrenkopfhörerverstärkern und deren geregelten Hochspannungsnetzteil(en). Und nebenbei bin ich auch noch an dem kleinen HV-Labornetzteil (was aber zunächst ein einfacher Nachbau werden sollte, bis einige Fragen aufkamen). Das führt dann leider ab und an zu "Verzettelungen". Ich gelobe hier aber Besserung.

Viele Grüße
Steffen

Moin Steffen,

und jetzt bezeichnest Du alle Bauteile durch, also R1, R2, R3 für die Widerstände, C1, C2 C3 usw für die Kondensatoren, T1, T2 usw. für die Transistoren, dann kann man auch besser und einfacher über die Schaltung diskuitieren.

R1 muss neu berechnet werden und für T3 muss auch ein andere Typ ausgewählt werden.
T3 muss ein spannungsfesterer Typ sein, an ihm fällt die ganze Ausgangsspannung ab.

Schutzdioden fehlen auch, Spannungsregler mögen es gar nicht, dass am Ausgang eine höhere Spannung anliegt als am Eingang (kann beim Ausschalten passieren).

Gruß,
Frank

Hallo Frank,

hier erst einmal das umgearbeitete Schaltbild sowie Datenblatt-Auszüge des LR8.








[Quelle: Auszug Datenblatt LR8 Microchip]

Ich gehe jetzt mal von den gewünschten Parametern des Labornetzteiles aus, die sich am verfügbaren Trafo orientieren ... Für die Netzteile der Röhrenverstärker kann ich ja immer noch die Werte entsprechend anpassen.

Der Trafo liefert: 240 V AC -> 240 V * sqrt(2) - 2x0,7V = 338 V (DC nach Greatz-Brücke)
Die Stromlieferfähigkeit (AC) beträgt ca. 120 mA
Ich denke daher für das Labor-Netzteil wären als Leistungsdaten (DC): 2 - 300 Volt und 5 - 80 mA anzusetzen (beides einstellbar).

Ich versuche heute Abend mal die Widerstandswerte neu zu berechnen. Mit T3 hast Du natürlich Recht, als Grillgut wollte ich den armen BC639 nicht verwenden . Die wichtigen Schutzdioden hat die Schaltung nun auch.

Bishier hin erst einmal ...
Viele Grüße
Steffen

Hallo Frank,

die letzten Tage kam leider Einiges dazwischen.
Hier aber nun die Schaltung noch einmal mit neu berechneten Widerständen ...



Den Spannungsteiler R1 und Pot_Voltage des LR8 habe ich mit 2 kOhm und 500 kOhm bestückt. Durch ihn fliesst bei 300 Volt ein Strom von ca. 0,6 mA, was eine Leistung des Potis von ca. 0,18 Watt bedeutet. Die ~10 µA des Adjustzweiges hier mal vernachlässigt.

Die Strombegrenzung macht mir etwas mehr Sorgen ...
R3 = 0,6 V / 0,12 A = 5 Ohm
Die Strombegrenzung soll bei ca. 120 mA beginnen.

Viele Grüße
Steffen

Moin Steffen,

keine Hektik.

Und schon geht der LR8 in die ewigen Jagdgründe ein.

Mit dem jetzigen R6 fließen 27mA über den LR8, bis die Transistorbrücke anfängt zu arbeiten.
Im schlimmsten Fall fallen ca. 300V an ihm ab, macht ca. 8W

Also den Widerstand R6 bitte nochmal neu berechnen.

Gruß,
Frank