Arbeitspunktbestimmung class-a mit MOSFET

Puh,
ich hätte mir da eine Denksportaufgabe ausgedacht, sagt mir doch einmal die Lösung

Glaubst Du wirklich, jemand von uns hätte so etwas schon gebaut? Ohne weitere Maßnahmen wird der Ausgangswiderstand bei 7,5 Ohm liegen (je 15 Ohm nach Plus und Minus), reicht Dein Grüner Bereich bis dort hin?
Stromgegenkopplung? Durch Source-Widerstand?

Sicher ein sehr schönes Projekt für Simulationsrechnungen. Mein Tipp: Besorg Dir LTSpice und probier alles einmal aus. Dabei verbrennt man sich auch nicht die Finger an dem MOSFET;)

@ robernd,
wie meinst du das mit dem Ausgangswiderstand? Wie kommst du auf die 15 Ohm? Durch den Drain- Widerstand? Ich hätte den momentanen Widerstand berechnet mit U/I, auf der Kennlinie, des FET's und den paralell mit dem Drain-Widerstand genommen.

Ja Stromgegenkopplung durch Source-Widerstand.

Ich finde den FET nicht bei spice das ist das Problem, ist ein wenig exotisch.

Das ich mir die Finger verbrenne ist sicher Ich weiß ich baue eine Heizung die Musik macht.

Hallo *sral,

willkommen im Forum

Das ist mein erster Beitrag, wenn ich Fehler gemacht habe sagt mir bitte bescheid.

Die Frage und die Fragestellung gefällt mir sehr gut.

Kennst Du den Zen-Verstärker, bei dem nur ein Mosfet und als Leistungswiderstand eine 12V Halogenlampe arbeitet?

Die Schaltung ist zum Experimentieren sehr gut geeignet.

Das nennt sich dann single-endet Class-A, weil nur ein Transistor angesteuert wird.

ne, kenne ich nicht habe mal gesucht und nur Beschreibungen und pläne ohne eine Halogenlampe gefunden. Wie heißt es wenn es 2 Transistoren sind? Die auf den ersten Blick wie eine AB Schaltung aussehen?

*sral* schrieb:

wie meinst du das mit dem Ausgangswiderstand? Wie kommst du auf die 15 Ohm? Durch den Drain- Widerstand? ...

Hi,
meistens bin ich zu faul zum Rechnen oder Denken. Ich meine, man sieht es bereits beim weniger scharfen Hinsehen. Dafür wäre eine Schaltskizze allerdings besser geeignet als ein Kennlinienfeld. Das zugehörige Schaltbild baut sich dann erst im Kopf auf. Und unsere Köpfe sind alle ein wenig unterschiedlich.

Du schreibst dass du einen Arbeitswiderstand (Drain-Widerstand) von ungefähr 15 Ohm einbauen willst (so habe ich es jedenfalls verstanden). Also 15 Ohm zwischen Betriebsspannung und Drain. Am Punkt zwischen Widerstand und Drain sollte ohne Signal die halbe Betriebsspannung liegen. Ein MOSFET hat die Eigenschaft eines Widerstandes (im Gegensatz zu bipolaren/normalen Transistoren). Also müsste er in dem Zustand ebenfalls einen Widerstand von 15 Ohm haben gegen Masse (Source). Dynamisch ist die Stromversorgung ein Kurzschluss, es liegen also 2x 15 Ohm parallel. Das ergibt einen Innenwiderstand von 7,5 Ohm. Ich lasse durchaus mit mir handeln, aber wirklich weit daneben liege ich sicher nicht

Eine Reduzierung des dynamischen Ausgangswiderstands gibt es erst durch eine Gegenkopplung. Dann hilft Hinsehen nicht mehr. Und einfaches Rechnen auch nicht wirklich. Im Kopf geht dann so etwas Ähnliches ab, wie in einem Simulationsprogramm. Also nehmen wir am besten gleich das Programm.

Die Bauteilparameter sind in den Bibliotheken der unterschiedlichen Spice-Versionen nur mehr oder weniger unvollständig enthalten. Spice selbst ist Freeware, eine grafische Benutzeroberfläche und die Bauteilbibliotheken lassen sich verschiedenen Firmen mehr oder weniger teuer bezahlen. Linear Technology setzt natürlich bevorzugt die eigenen Teile hinein. Praktisch alle Halbleiterhersteller liefern Spice-Modelle für ihre Bauteile. Die muss man sich in die Bibliothek der verwendeten Version einbauen. Um ein Gefühl für das Verhalten von Leistungs-MOSFETs zu bekommen, kann man zunächst auch einen anderen als den auserkorenen verwenden. Es sollte aber ungefähr die gleiche Leistungsklasse sein.

Die Variante mit der Lampe ist sicher cool, wenn man sie blau einfärbt und nicht anfasst. Der Erfinder hat sicher gerade keinen Leistungswiderstand in seiner Schublade gehabt Aber so eine Lampe ist nichtlinear, und ich würde sie nicht empfehlen. Wenn sie warm wird, erhöht sich ihr Widerstand.

Wie heißt es wenn es 2 Transistoren sind? Die auf den ersten Blick wie eine AB Schaltung aussehen?

Zwei Herzen im Dreivierteltakt und zwei Transistoren im Gegentakt

Aber so eine Lampe ist nichtlinear, und ich würde sie nicht empfehlen. Wenn sie warm wird, erhöht sich ihr Widerstand.

Stimmt schon, aber zum experimentieren gut zu gebrauchen, denn man sieht wenn Strom fließt und man braucht auch keinen Kühlkörper für den Widerstand.

Wie heißt es wenn es 2 Transistoren sind? Die auf den ersten Blick wie eine AB Schaltung aussehen?

Das gibt es zwei Möglichkeiten:
1.Es ist wieder single-endet, dann arbeitet ein Transistor als Konstantstromquelle.
2.Es ist ein Gegentaktverstärker wie bei Class-AB, nur dass bei Class-A-Einstellung der Ruhestrom viel höher liegt(je nach benötigter Leistung).

Schau mal bei Nelson Pass vorbei. Da gibts zum Thema mehr.

Und im diyaudio Forum werden diverse Schaltungen beschrieben, besprochen und erfolgreich aufgebaut.

Also müsste er in dem Zustand ebenfalls einen Widerstand von 15 Ohm haben gegen Masse (Source). Dynamisch ist die Stromversorgung ein Kurzschluss, es liegen also 2x 15 Ohm parallel. Das ergibt einen Innenwiderstand von 7,5 Ohm. Ich lasse durchaus mit mir handeln, aber wirklich weit daneben liege ich sicher nicht

Die 15 Ohm des FET's sind aber nur im Arbeitspunkt gegeben, oder? Somit würde sich der Innenwiderstand je nach Aussteuerung ändern?

Wie genau funktioniert eine Reduzierung des dynamischen Ausgangswiderstand durch Gegenkopplung? Ich nehme mal an mit einer Stromgegenkopplung? Dabei würde doch aber ein weiterer Widerstand in reihe zum FET liegen und nochmal den Gesamtwiderstand erhöhen, wenn auch nur minimal, weil die Widerstände ja meistens sehr klein sind.

Was ich bis jetzt zur Innenwiderstands reduktion gedacht habe war das parallel schalten von 2 FET's. Dieses bringt aber extreme Probleme mit sich, da der doppelte Strom usw benötigt wird ohne ein bischen mehr Leistung zu bekommen. Es kann eventuell sicherer Leistung an kleine Verbraucher abgegeben werden (4 Ohm). Aber sonst?

Ich habe um schon 2 Versuche mit einem IRFP240 gemacht und da ein wenig erfahrung gesammelt. Ich weiß simulieren ist schön und gut, aber das einzige was ich neu kaufen werde ist der FET alles andere sind Schlachtabfälle, somit weiß ich beimTrafo zum Beispiel nur das er die Leistung verkraftet mehr aber nicht.

Ich glaube Du gehst das Thema viel zu verkopft an.

Meist hat man äußere Rahmenbedingungen. Z.B. hat man einen Trafo oder einen großen Kühlkörper und möchte ihn für eine Endstufe benutzen.
Oder man plant von Anfang an, dann überlegt man sich wie viel Leistung der Verstärker ungefähr leisten soll.
Der Rest ergibt sich aus den Bedingungen. Vor allem muss man nicht das Rad immer wieder neu erfinden, wenn es z.B. darum geht den Kühlkörper zu ermitteln muss man nicht tief in die Thermodynamik einsteigen, sondern kann sich an anderen funktionierenden Class-A Verstärkern orientieren.
Es sein denn, ein Prof in der Uni verlangt eine ausführliche Abhandlung...

Die 15 Ohm des FET's sind aber nur im Arbeitspunkt gegeben, oder? Somit würde sich der Innenwiderstand je nach Aussteuerung ändern?

Des Mosfets, ja.

Wie genau funktioniert eine Reduzierung des dynamischen Ausgangswiderstand durch Gegenkopplung? Ich nehme mal an mit einer Stromgegenkopplung?

Es gibt so viele Gegenkopplungsarten, dass das nicht eindeutig Beantwortet werden kann.

Dabei würde doch aber ein weiterer Widerstand in reihe zum FET liegen und nochmal den Gesamtwiderstand erhöhen, wenn auch nur minimal, weil die Widerstände ja meistens sehr klein sind.

Der Sourcewiderstand dient meist zur Regulierung des Ruhestroms und/oder zur gleichmäßigen Verteilung der Einzelströme der Mosfets bei Parallelschaltung. Die Stromverstärkung der Mosfets wird dabei auch reduziert.

Was ich bis jetzt zur Innenwiderstands reduktion gedacht habe war das parallel schalten von 2 FET's. Dieses bringt aber extreme Probleme mit sich, da der doppelte Strom usw benötigt wird ohne ein bischen mehr Leistung zu bekommen. Es kann eventuell sicherer Leistung an kleine Verbraucher abgegeben werden (4 Ohm). Aber sonst?

Da hast Du was falsch verstanden. Mehrere Mosfets teilen sich den Strom, jeder einzelne(von zweien) muss nur die Hälfte an Strom liefern.

Was ich bis jetzt zur Innenwiderstands reduktion gedacht habe war das parallel schalten von 2 FET's. Dieses bringt aber extreme Probleme mit sich, da der doppelte Strom usw benötigt wird ohne ein bischen mehr Leistung zu bekommen. Es kann eventuell sicherer Leistung an kleine Verbraucher abgegeben werden (4 Ohm). Aber sonst? Da hast Du was falsch verstanden. Mehrere Mosfets teilen sich den Strom, jeder einzelne(von zweien) muss nur die Hälfte an Strom liefern.

aaaber, wieso teilen sich die den Strom? In einer Paralellschaltung sind alle Spannungen gleich, und ob nun eine oder zwei FET's sind dadurch änder sich ja nicht die Spannung. Demnach müsste sich doch der Strom verdoppeln. Habe ich mich verständlich ausgedrückt? Wisst ihr wie ich es meine?

Nochmal zur Gegenkopplung:
Angenommen wir nehmen eine Stromgegenkopplung zwischen Source und Masse im Gate Source Stromkreis, inwiefern beinflusst die den Ausgangswiderstand?

Hi,
Captain hat Recht, wenn sich zwei MOSFETs den Strom teilen, wird es nicht mehr. Mehr (und noch heißer) wird es, wenn du gleichzeitig den Arbeitswiderstand halbierst. Dann ist der Innenwiderstand natürlich auch kleiner. Bei so einer Anordnung ist die in der Elektronik verbratene Leistung weit höher als die der Last(Lautsprecher). Das ist nun mal das Schicksal von Eintaktschaltungen.

Von Stromgegenkopplung spricht man, wenn das gegengekoppelte Signal (also das vom Ende gegenphasig zurück geführte) zu einen Punkt mit kleinem Innenwiderstand führt. Z.B. an den Emitter eines Transistors irgendwo vor dem Endtransistor. Beim Source Widerstand scheiden sich die Geister. Ich würde es schlicht als Spannungsgegenkopplung aus Sicht des Gate bezeichnen.

Aber so geht es wirklich nicht. Ein Verstärker aus nur einem Endtransistor in Source-Schaltung ist für Musik unbrauchbar. So ein Ding ist nichtlinear in allen Richtungen (soll heißen, es gibt überhaupt nichts darin, das einigermaßen linear ist). Da braucht man auch noch Vorstufen mit genügend Verstärkungsreserve, um das Ganze einigermaßen gerade zu ziehen. Natürlich passt der Innenwiderstand so zu keinem Lautsprecher. Die maximale Leistungsabgabe erreichen wir, wenn Innenwiderstand = Lastwiderstand ist. Wenn das nicht passt nimmt man einen Ausgangstrafo (Röhrentechnik lässt grüßen).

Prinzipiell liefert ein Leistungstransistor jedoch Ströme, die groß genug sind, um Lautsprecher auch direkt zu befeuern. Die muss man aber brutal erzwingen. Dafür brauchen wir weitere aktive Komponenten, um eine recht große Leerlaufverstärkung zu erzielen. Die lässt sich dann verwenden, um durch Gegenkopplung Nichtlinearitäten und zu große Innenwiderstände auszugleichen.

Wir sollten uns jetz einmal von deinem Kennlinienfeld verabschieden. Wo kommt diese Philosophie eigentlich her? Von einem E-Technik-Prof Diese Art der Darstellung kenne ich nur für Röhren kleiner Leistung, um eine Spannungsverstärkung abzuschätzen.

Ich werde gleich einmal versuchen, meine Aussagen (Innenwiderstand, Gegenkopplung) einigermaßen plausibel zu machen. Ohne viel Theorie, nur mit dem Ohmschen Gesetz.

Zu den paralell FET's:
Ich meine den Gesamtstrom den die Schaltung benötigt (Wird mehr). Da über beiden FET's die gleiche Gate-Source Spannung sowie Drain-Source Spannung liegt musst ja auch der Strom gleich sein in beiden. Somit ergibt sich ein doppelt so größer Gesamtstrom. Sorry, dass ich da so bohre, aber ich raff es noch nicht

Aber so geht es wirklich nicht. Ein Verstärker aus nur einem Endtransistor in Source-Schaltung ist für Musik unbrauchbar. So ein Ding ist nichtlinear in allen Richtungen (soll heißen, es gibt überhaupt nichts darin, das einigermaßen linear ist). Da braucht man auch noch Vorstufen mit genügend Verstärkungsreserve, um das Ganze einigermaßen gerade zu ziehen. Natürlich passt der Innenwiderstand so zu keinem Lautsprecher. Die maximale Leistungsabgabe erreichen wir, wenn Innenwiderstand = Lastwiderstand ist. Wenn das nicht passt nimmt man einen Ausgangstrafo (Röhrentechnik lässt grüßen).

Die PASS Zen ist doch genau so ein Verstärker, oder ist die integrierte Stromquelle genau das entscheidende?

Mein schönes Kennlinienfeld ja sowas lernt man in der FH und glaubt man kann damit etwas anfangen... im Grunde weiß man nichts wie ihr seht. Auch in diversen Büchern steht kaum etwas, woher bekommt man so ein wissen?

Zu den paralell FET's: Ich meine den Gesamtstrom den die Schaltung benötigt (Wird mehr). Da über beiden FET's die gleiche Gate-Source Spannung sowie Drain-Source Spannung liegt musst ja auch der Strom gleich sein in beiden. Somit ergibt sich ein doppelt so größer Gesamtstrom.

Stimmt so gesehen hast Du Recht. Aber der (Ruhe)Strom wird immer je nach Bedarf eingestellt. Das heißt, will ich an 8ohm 2A, brauche ich 24V, um dann schließlich 48Watt zu erzielen(vereinfachte Rechnung, bitte nicht drauf festnageln)
Also nehme ich bei single-endet (SE) einen Mosfet, der 2A Ruhestrom liefert, oder ich nehme 2 Mosfets, die jeweils 1A liefern...

Auch in diversen Büchern steht kaum etwas, woher bekommt man so ein wissen?

Aus Foren

Ich kann Dir das Buch von Bob Cordell empfehlen.

Aber wie gesagt, bei Pass auf der Seite erfährst Du schon eine Menge.

okay, dann ist das mit dem Strom auch geklärt, habe ich nun verstanden wie es gemeint ist

Zu den Pass Seiten:
ich habe nun einige Artikel gelesen und wundere mich über den Einsatz der FET's es sind IRFP 140 und 240 eingesetzt worden. Bei Spannungen zwischen 40 und 80 Volt. Wenn ich die Kennlinien sehe, dann denke wie zum Teufel macht er das? Die Ströme müssen enorm hoch werden wenn das Ding warm wird. Oder verstehe ich die Kennlinien grundsätzlich falsch? kann ich auch unter den angeben Vgs Spannungen arbeiten? Nach Datenblatt leitet der aber erst ab 2-4 Volt. Ich verstehe das alles nicht, ich hätte diese FET's niemals so genommen, oder arbeitet er irgendwie im Ohmschen Bereich?

Deswegen habe ich mir diesen rausgesucht von dem ich die Kennlinie eingescannt habe, weil der für mein Verständnis sehr gut passt und sich in der Theorie und meiner Arbeitsgerade super eignet. Oder liege ich auch da falsch?

Jetzt fragt man sich, warum ein Meister der Class-A-Verstärkung ausgerechnet so gern mit diesen Typen arbeitet. Es gibt andere Qualitäten, die ein Mosfet als geeignet erscheinen lässt. Z.B. die Eingangkapazität oder die Steilheit oder der Temperaturkoeffizient...
Die meisten Mosfets sind von hause aus schon sehr linear. Das ist eines der geringeren Kriterien.
Ugs=2-4V ist typisch für Hexfets und sollten kein Problem darstellen. Ich arbeite mit diesen Typen auch sehr gern, die sind robust, haben sehr gute Eigenschaften für Audioverstärker und sind billig.

Deswegen habe ich mir diesen rausgesucht von dem ich die Kennlinie eingescannt habe

Manche schwören auf Lateralmosfets mit Ugs=0,15-1,5V
Wenn Du noch erwähnst was für ein Typ das ist...

das ist ein ALF08N16K.

wenn ich aber nicht annähernd sagen kann wie sich der FET verhält, weil keine Kennlinien zur verfügung stehen, wie berechne ich dann die Schaltung drumherum? Oder geht das alles nur durch ausprobieren?

Also ist es nicht so schlimm wenn die Kennlinien der Ugs Spannungen ein wenig krumm sind oder einen ganz anderen Abstand zueinander haben? Wird das alles durch die Gegenkopplung wieder ausgeglichen?

Ich versuche immer die Brücke zwischen Literaturtheorie, Vorlesungstheorie und der Realität zu schlagen.
In der Theorie "muss" man die Kennlinie ziehen, die Widerstände berechnen usw dann geht das. Das suggeriert einem es geht nicht anders.

Der ALF08N16K ist schwer zu bekommen, einen IRFP240 bekomm ich um die Ecke. Die Kennlinie sagt mir ich muss einen riesen Strom (>15 A) aufwenden um in einen sinnvollen Arbeitsbereich zu kommen.
Wo ist hier mein Denkfehler wenn der bei Pass problemlos verwendet wird? Das er auch unter 4,5 Volt Gate Spannung funktioniert? Was wenn ich einen erwische, der durch Typstreuung erst bei 4 Volt leitend wird?

Fragen über fragen, ich hoffe es wird für hier nicht zu viel Theorie und bleibt von meinem Verständniswillen im Rahmen.

das ist ein ALF08N16K

Passt sehr gut:)
Du könntest gleich einen Link setzen, schließlich wird Dir hier geholfen und ich mache mir auch die Mühe alles Mögliche zu verlinken, um Dir entgegen zu kommen.

Also ist es nicht so schlimm wenn die Kennlinien der Ugs Spannungen ein wenig krumm sind oder einen ganz anderen Abstand zueinander haben? Wird das alles durch die Gegenkopplung wieder ausgeglichen?

Das Problem tritt nur bei Class-B auf, aber Du willst ja Class-A.

Die Kennlinie sagt mir ich muss einen riesen Strom (>15 A) aufwenden um in einen sinnvollen Arbeitsbereich zu kommen.

Die Mitte ist nicht zwingend und auch nicht sinnvoll. Du kannst den Punkt verschieben wie Du lustig bist. Und wo machst Du den, wenn Du bloß 2A brauchst?

Schau Dir die Diagramme auf der Seite Röhrenmuseum an, die sind zwar von Röhren, aber erklären das Prinzip

Vielen Dank erstmal für die viele Hilfe!

Hier der Link:
[url]http://products.semelab-tt.com/magnatec/alfet.shtml[/url]

also würdest du den ALF dem IRFP vorziehen?

[quote]
Also ist es nicht so schlimm wenn die Kennlinien der Ugs Spannungen ein wenig krumm sind oder einen ganz anderen Abstand zueinander haben? Wird das alles durch die Gegenkopplung wieder ausgeglichen?
[/quote]
Das Problem tritt nur bei Class-B auf, aber Du willst ja Class-A.
[/quote]
[/quote]
Ein nicht gleichmäsiger Abstand der Kennlinien führt doch dazu, das bei einer bestimmten Änderung von Ugs die Änderung von Id und damit auch von Uds nicht linear folgt. Ich habe gerade ein Knoten im Kopf und versuche die Vorgänge im Kopf durchzugehen. Eine Stromgegenkopplung würde dieses ausgleichen? Sollte dieses eine Wechseltromgegenkopplung sein oder nur Gleichstrom?

mhm, mit dem Link ist was schiefgegangen mit dem Zitaten auch.
Noch ein Versuch:

http://products.semelab-tt.com/magnatec/alfet.shtml
" target="_blank" class="" rel="nofollow">
http://products.semelab-tt.com/magnatec/alfet.shtml

Hallo,
richtig, ich habe mich mit meinen Versprechungen übernommen, deshalb musste ich erst einmal eine Weile schweigen. Und mit dem ohmschen Gesetz ist das auch nicht so einfach. Probieren wir es also anders: Mit dem Einstieg in die Simulation.

Zunächst einmal eine Korrektur: Ich hatte in Erinnerung, dass ein FET die Eigenschaften eines Widerstands hat. Mit dieser Grundlage habe ich dann auch den Innenwiderstand der Schaltung hergeleitet. Falsch
Das mit dem ohmschen Widerstand gilt für den linken Bereich des Kennlinienfeldes. Ein Verstärker arbeitet aber im Sättigungsbereich (rechter Bereich). Hier verlaufen die Linien fast parallel zur Spannungsachse. Der Transistor verhält sich wie eine Konstantstromquelle. Die ist im ohmschen Gesetz nicht vorgesehen. Die Auswirkung: Der dynamische Innenwiderstand entspricht dem Drainwiderstand. Also nicht 7,5 Ohm wie von mir oben behauptet sondern 15 Ohm, weil die Konstantstromquelle den dynamischen Widerstand nicht beeinflusst.

Jetzt wird es konkret: Den Link für das LTSpice hatte ich schon weiter oben gesetzt. In der zugehörigen Bauteilbibliothek ist zwar nicht der oben diskutierte IRFP240 enthalten aber der etwas stärkere IRFP250. Den habe ich in die Schaltung nach Bild 1 eingesetzt.

Die Spannungsquelle V1 versorgt die Schaltung mit 30 Volt. Die Spannungsquelle V2 liefert eine ansteigende Eingangsspannung im Bereich von 3 V bis 10 V. Es sind drei Simulationsarten von mir vorgegeben: DCsweep (.dc) Transient (.tran - auskommentiert durch ; ) und Operation Point (;op - auskommentiert durch ; ) In Fenster Simulate / Edit Simulation Cmd lässt sich zwischen diesen auswählen.

Die Simulation kann beginnen, wenn das File MOSamp_gegenk_load.asc geladen ist. Ich weiß noch nicht, wie ich hier ein Textfile anhänge (das *.asc ist ein Textfile mit Leitungskoordinaten und Bauteilbezeichnungen). Zur Simulation reicht ein Klick auf das laufende Männchen. Dann öffnet sich ein zweites Fenster mit den entsprechenden Kurven. Wenn man mit dem Cursor im Schaltbild eine Leitung anklickt, erscheint die entsprechende Kurve in der Grafik. Beim Klick auf einen Widerstand, der hindurchgehende Strom.



Die blaue Kurve ist die ansteigende Gate-Spannung V(input), die grüne Kurve zeigt das Ausgangssignal V(output). Es spielt sich praktisch alles im Bereich der Gate-Spannung zwischen 4,0V und 4,5V ab. Wir sehen, dass die Ausgangskurve gebogen ist, das ist für einen Verstärke ungeeignet.

In meinem folgenden Beitrag bauen wir einen Source-Widerstand ein. Vorher muss ich mich mal schlau machen, wie ich das Textfile hier anhänge.

Weiter gehts:
Das ursprüngliche Schaltbild habe ich in zwei Stufen erweitert. Zunächst ist ein Source-Widerstand von 1 Ohm eingebaut, der eine Gegenkopplung bewirkt.

Daszu gehören ebenfalls die Eingangskurve (blau) und die Ausgangskurve (grün). Horizontal ist die Eingangsspannung aufgetragen, vertikal die Ausgangsspannung. Wenn wir die Transienten-Darstellung wählen sieht das Bild fast gleich aus, nur ist die horizontale Achse dann die Zeit. Die Ausgangskurve sieht schon recht gerade aus. Im direkten Vergleich zu dem von mir eingeblendeten grauen Feld erkennt man trotzdem eine Krümmung. Das bedeutet hörbarer Klirrfaktor.



Deutlich ist, dass die Ausgangskurve wesentlich flacher verläuft. Wir brachen eine Eingangsspannung von ungefähr 4 V bis 6 V, um den Verstärker durchzusteuern. Wir haben Linearität erhalten auf Kosten der Verstärkung. So ist das mit der Gegenkopplung. Außerdem fehlen unten 2 Volt, die am Source-Widerstand abfallen.

Der dynamische Innenwiderstand beträgt weiterhin 15 Ohm. Was passiert, wenn wir den Ausgang mit einem 5 Ohm Widerstand belasten?

Die Last ist in diesem Fall ein Widerstand zwischen dem Ausgang und der Mitte der Versorgungsspannung. Seine effektive Größe ist 5 Ohm.



Hier sind die Linienfarben verändert. Die Eingangsspannung ist grün, die Ausgangsspannung ist rot und zusätzlich ist die Spannung am Source-Widerstand blau eingezeichnet.
Jetzt braucht es schon 4 V bis 8,5 V bis der Verstärker maximal ausgesteuert ist. Die noch niedrigere Verstärkung ist der Preis für die größere Belastung. Außerdem ist der Bereich der Ausgangsspannung nochmals kleiner geworden. Jetzt wird deutlich, warum uns die Arbeitsgerade im Kennlinienfeld nichts nützt. Sie ist gut für kleine Signale ohne nennenswerte Belastung.

Die blaue Kurve (Source-Spannung) hilft uns zu verstehen, warum die Verstärkung so weit absackt. Die Differenz zwischen Gate und Source ist die gleiche wie in der allerersten Schaltung (kein Source-Widerstand, keine Last). Dem überlagert ist der Spannungsabfall am Source-Widerstand. Die Gate-Spannung addiert sich also aus Eingangsspannung und Source-Spannung. Deshalb sehe ich die Funktion als Spannungsgegenkopplung vom Ausgang auf den Eingang.
Nachtrag: Wäre die Verstärkung des MOSFET beliebig groß (fast unendlich), dann würden Eingangs- und Source-Spannung exakt parallel verlaufen. Das Ausgangssignal wäre ein Vielfaches der (inversen) Source-Spannung und ebenfalls absolut linear.

Der geringe Ausgangsspannungsbereich (mit seinen großen Leistungsverlusten) ist durch Source- und Drainwiderstand vorgegeben. Es gibt wirklich keine Möglichkeit, den Bereich zu vergrößern. Das ist der Grund, warum (fast) jeder Verstärkerentwickler Bauchweh bekommt, wenn er so etwas sieht. Aus meiner Sicht ist Esoterik der einzige Grund, so etwas zu bauen. MOSFETs sind ein großer Glücksgriff für den Puristen. Wenn sie heiß werden, nehmen Verstärkung und Strom ab. Deshalb ist die Schaltung wenigstens thermisch stabil. Mit normalen Transistoren wäre es umgekehrt, sie würden sich ohne spezielle Schutzmaßnahmen immer mehr erwärmen bis sie den Hitzetod sterben.

Gegen die geringe Verstärkung lässt sich durch vorgeschaltete Transitoren etwas tun. Bei der Gelegenheit basteln wir dann eine zusätzliche Gegenkopplung, die mehr Stufen umfasst. Dann können wir uns auch den größten Teil des Source-Widerstands ersparen und verbessern gleichzeitig die Linearität. An den Enden des Aussteuerbereiches würde diese Gegenkopplung dem MOSFET so viel Signal verabreichen wie irgend möglich ist, um alle Fehler so gut es geht auszugleichen. Ganz typisch dafür ist, dass das Signal irgendwo in der Mitte zwischen Eingang und Ausgang fürchterlich verzerrt ist.

Prinzipell lässt sich die Schaltung in der Simulation beliebig erweitern. Die nötigen Bauteile sind praktisch alle in den beim Download von LTSpice enthaltenen Bibliotheken vorhanden. Ihr findet sie bein Editieren unter Components. Viel Spaß! Jedenfalls geht es schneller als Löten.

Die Darstellung der Schaltung ist einr Textdatei *.asc also mit der Extention asc. Ich füge den Text der Letzten Schaltskizze hier ein. Theoretisch sollte es möglich sein, den Text hier auszuschneiden und in eine Datei wie MOS.asc zu kopieren (z.B. mit dem Editor Notepad). Die lässt sich dann in LTSpice einladen.

Nachtrag: Das Schaltbild umfasst den Source- und den Lastwiderstand. Um die Simulation ohne diese laufen zu lassen ist es empfehlenswert, den Wert des Sourcewiderstands auf z.B. 0.0000001 zusetzten. Die Last ist praktisch verschwunden, wenn der Widerstand auf z.B. 1MEG gesetzt wird. Das geschieht durch Anklicken (Rechtsklick) der Bauteile bevor die Simulation läuft. Oder nachdem das Ausgabefenster geschlossen ist.
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Version 4
SHEET 1 980 680
WIRE 352 0 176 0
WIRE 496 0 352 0
WIRE 176 32 176 0
WIRE 496 32 496 0
WIRE 176 128 176 112
WIRE 288 128 288 96
WIRE 288 128 176 128
WIRE 384 128 288 128
WIRE 496 128 496 112
WIRE 496 128 464 128
WIRE 176 144 176 128
WIRE 80 224 80 192
WIRE 80 224 -48 224
WIRE 128 224 80 224
WIRE 496 224 496 128
WIRE -48 256 -48 224
WIRE 176 256 176 240
WIRE 208 256 176 256
WIRE 352 256 352 0
WIRE 176 272 176 256
WIRE -48 368 -48 336
WIRE 176 368 176 352
WIRE 176 368 -48 368
WIRE 352 368 352 336
WIRE 352 368 176 368
WIRE 496 368 496 304
WIRE 496 368 352 368
WIRE 176 400 176 368
FLAG 176 400 0
FLAG 288 96 output
FLAG 80 192 input
FLAG 208 256 source
SYMBOL res 160 16 R0
SYMATTR InstName R1
SYMATTR Value 15
SYMBOL voltage 352 240 R0
WINDOW 123 0 0 Left 2
WINDOW 39 0 0 Left 2
SYMATTR InstName V1
SYMATTR Value 30
SYMBOL voltage -48 240 R0
WINDOW 123 0 0 Left 2
WINDOW 39 0 0 Left 2
SYMATTR InstName V2
SYMATTR Value PWL(0 3 1 10)
SYMBOL nmos 128 144 R0
SYMATTR InstName M2
SYMATTR Value IRFP250N
SYMBOL res 160 256 R0
SYMATTR InstName R2
SYMATTR Value 1
SYMBOL res 480 208 R0
SYMATTR InstName R3
SYMATTR Value 2
SYMBOL res 480 16 R0
SYMATTR InstName R4
SYMATTR Value 2
SYMBOL res 480 112 R90
WINDOW 0 -4 54 VBottom 2
WINDOW 3 38 54 VTop 2
SYMATTR InstName R5
SYMATTR Value 4
TEXT -72 16 Left 2 !.dc V2 3 +10 0.01
TEXT -72 80 Left 2 !;op
TEXT -72 48 Left 2 !;tran 0 1 0 startup

Vielen Dank @ robernd,
das hätte ich so nicht erwartet echt klasse!!!

Die einzige Möglichkeit die Ausgangspannung zu vergrößern besteht darin, die Versorgungspannung zu vergrößern?

Ich habe mir heute einen IRFP 240 gekauft und habe als Betriebsspannung 100 Volt. Nach anfänglichen Problemen lief das ganze, bis ich merkte der Trafo (von dem ich die Daten nicht wirklich kenne) doch zu klein ist. Wird sehr warm. Ein Leistungsmessgerät für die Steckdose vom großem C sagt mir er zieht fast 400 Watt. als Source Widerstand hatte ich 0,22 Ohm aus nem alten Verstärker geklaut. und als Drain Widerstand eine alte Föhn-Wicklung angepasst auf etwa 27 Ohm. Siebung hatte ich auch zusammengesucht aus 2 alten Endstufen.

Wir brachen eine Eingangsspannung von ungefähr 4 V bis 6 V, um den Verstärker durchzusteuern.

Das kann ich durch meinen Versuch bestätigen.

Es kam Musik raus mehr weiß ich noch nicht. Vor allem wie ich die Leistung die der FET verkraftet messen kann mit einem Oszi ohne Differenzverstärker.

Mein Problem ist das Low-Budget bauen. Ich habe kene Knete will aber basteln

*sral* schrieb:

Die einzige Möglichkeit die Ausgangspannung zu vergrößern besteht darin, die Versorgungspannung zu vergrößern?

Auch wenn ein Rennwagen ebensoviele PS hat wie ein Ackerschlepper, kann man damit keinen Pflug ziehen.

Du musst immer den Widerstand des Lautsprechers im Kopf behalten. Der ist niedrig. Deshalb also eher Spannung runter, Strom rauf. Ein Arbeitswiderstand (Drain) von 4 Ohm bei 40 Volt würde die Realität besser treffen als 27 Ohm bei 100 Volt. Die verbratene Leistung wäre dabei mit ungefähr 200 W gleich. Wenn du den falschen Trafo dafür hast, gibt es eigentlich keinen Weg (,den ich gehen würde).

Mein Problem ist das Low-Budget bauen. Ich habe kene Knete will aber basteln

Das kennen wir doch alle! In jungen Jahren habe ich auch verbastelt, was es gerade gab. In der Regel sind MOSFETs billiger als Trafos, nur fallen sie nicht so oft vom Himmel

Hallo,

ich habe nun endlich auch einmal mit SPICE rumgebastelt. Nach Stunden hatte ich den IRFP240 im Programm. Nun die Enttäuschung: die Kurven sehen eckig aus. Wenn ich einen Sweep mache von 3,5 bis 6 Volt besteht die Ausgangspannung lediglich aus 2 zusammengesetzten Geraden. Bei robernd sah das viel feiner aus. Woran liegt das? Daran das die Werte für den IRFP schlecht gesetzt sind in der Bauteil Beschreibung?

Das wäre sie:

.SUBCKT IRFP240 1 2 3
* Model Generated by MODPEX *
*Copyright(c) Symmetry Design Systems*
* All Rights Reserved *
* UNPUBLISHED LICENSED SOFTWARE *
* Contains Proprietary Information *
* Which is The Property of *
* SYMMETRY OR ITS LICENSORS *
*Commercial Use or Resale Restricted *
* by Symmetry License Agreement *
* Model generated on Sep 8, 97
* MODEL FORMAT: SPICE3
* Symmetry POWER MOS Model (Version 1.0)
* External Node Designations
* Node 1 -> Drain
* Node 2 -> Gate
* Node 3 -> Source
M1 9 7 8 8 MM L=100u W=100u
* Default values used in MM:
* The voltage-dependent capacitances are
* not included. Other default values are:
* RS=0 RD=0 LD=0 CBD=0 CBS=0 CGBO=0
.MODEL MM NMOS LEVEL=1 IS=1e-32
+VTO=4.15537 LAMBDA=0.00457587 KP=11.1214
+CGSO=1.21186e-05 CGDO=1e-11
RS 8 3 0.0711966
D1 3 1 MD
.MODEL MD D IS=3.27916e-09 RS=0.010683 N=1.39247 BV=300
+IBV=10 EG=1 XTI=4 TT=0
+CJO=1.2793e-09 VJ=3.00973 M=0.689847 FC=0.5
RDS 3 1 1e+06
RD 9 1 0.0484688
RG 2 7 5.695
D2 4 5 MD1
* Default values used in MD1:
* RS=0 EG=1.11 XTI=3.0 TT=0
* BV=infinite IBV=1mA
.MODEL MD1 D IS=1e-32 N=50
+CJO=2.49691e-09 VJ=0.925116 M=0.9 FC=1e-08
D3 0 5 MD2
* Default values used in MD2:
* EG=1.11 XTI=3.0 TT=0 CJO=0
* BV=infinite IBV=1mA
.MODEL MD2 D IS=1e-10 N=0.402145 RS=3e-06
RL 5 10 1
FI2 7 9 VFI2 -1
VFI2 4 0 0
EV16 10 0 9 7 1
CAP 11 10 2.49691e-09
FI1 7 9 VFI1 -1
VFI1 11 6 0
RCAP 6 10 1
D4 0 6 MD3
* Default values used in MD3:
* EG=1.11 XTI=3.0 TT=0 CJO=0
* RS=0 BV=infinite IBV=1mA
.MODEL MD3 D IS=1e-10 N=0.402145
.ENDS irfp240

Hätte noch eine zweite:

* IRFP240C VDMOS copyright Cordell Audio December 6, 2010
.model irfp240C VDMOS(nchan Vto=4.0 Kp=4.8 Lambda=0.0032 Rs=0.01 Rd=0.1 Rds=1e7 Cgdmax=2600p Cgdmin=10p a=0.35 Cgs=1250p Cjo=3000p m=0.75 VJ=2.5 IS=4.0E-06 N=2.4)
*

Habe ich noch nicht hinbekommen zu integrieren.
Wäre die besser?

PS: Ich habe pSpice und OrCAD Capture Student Version genutzt, nicht LTspice. Aber daran kann es ja nicht liegen, oder?

Hi,
ich benutze zwar Spice-Simulationen, bin aber nicht der Simulator-Freak. Also ich bin froh, dass meine Programmversion LTSpice läuft. Prinzipiell müssen in das Programm die Schaltbildgrafik und die elektrischen Parameter eingebaut werden. In deiner ersten Version steckt offenbar viel mehr drin als ein Minimum von elektrischen Parametern. Ich kenne mich zu wenig aus, um zu wissen, was das alles ist. Die zweite Version (eine Zeile) entspricht in Darstellung und Umfang dem Modell, dass in LTSpice für den IRFP250 enthalten ist. Es war mir auch ein Leichtes, die zweite Version in die LT-Bibliothek zu übernehmen.

Unter Program Files (x86)/LTC/LTspiceIV/lib/cmp gibt es ein File standard.mos
Das ist ein Text-Bandwurm, in dem nacheinander die elektrischen Modelle aller verfügbaren MOSFETs stehen. Dort habe ich die Zeile von dir hinzugefügt. Und jetzt besitze auch ich ein IRFP240 Modell
Mit dem laufen die Rechnungen ebenso wie mit dem bislang vorhandenen IRFP250. Wie zu erwarten ist die Verstärkung des IRFP240 etwas kleiner, und er liefert weniger Strom als der IRFP250.

Inzwischen habe ich das Verstärker-Schaltbild (und auch die Bildergröße) der Paxis angepasst:

Der 1 sec langen Gleichspannungsrampe (4,5 bis 6,5 Volt) aus der Spannungsquelle V2 für den Arbeitspunkt ist ein 1 kHz Sinussignal aus der Quelle V3 mit der Amplitude von 1 V überlagert. Der 4 Ohm Lastwiderstand R3 ist mit einem Kondensator angekoppelt, damit über ihn kein Gleichstrom fließt. Die Transienten-Simulation liefert ein Bild der Signale während 1 Sekunde, die einzelnen Sinusschwingungen hängen so dicht aufeinander, dass sie nur als breite Streifen sichtbar sind.



Aus diesem Bild lässt sich ein kleiner Bereich ausschneiden. Er liegt in der Nähe der mittleren Drain-Spannung von 20 Volt. In der Bildinschrift ist ein Fehler, der MOSFET heißt IRFP240C



Zum Vergleich habe ich es ebenfalls mit dem IRFP250 gemacht. Der ausgewählte Zeitpunkt ist ein anderer, weil die Drain-Spannung zu einer anderen Zeit die 20 Volt erreicht hat:



Bei gleichem Eingangssignal wie für den IRFP240 liefert der IRFP250 eine größere Signalamplitude. Wahrscheinlich deshalb sind deutliche Verzerrungen sichtbar. Die Unterschiede zwischen den beiden MOS-Typen liegen in einer Größenordnung, die ich auch als Streuung innerhalb unterschiedlicher Exemplare eines der Typen erwarten würde.
Für die Simulation wurde kein Arbeitspunkt gezielt eingestellt und schon gar nicht stabilisiert. Das muss man für einen vernünftig arbeitenden Verstärker natürlich auch noch machen. Du hast die Schaltung ja zusammen gebaut, wie hast du dabei den Arbeitspunkt eingestellt. Er muss ja so stabilisiert werden, dass er einigermaßen optimal ist und bei Erwärmung nicht wegläuft.

Jetzt noch die aktuelle Schaltungsbeschreibung
----------------------------------------------------------------------------------
Version 4
SHEET 1 980 680
WIRE 352 0 176 0
WIRE 176 32 176 0
WIRE -48 128 -144 128
WIRE 48 128 32 128
WIRE 176 128 176 112
WIRE 384 128 384 96
WIRE 384 128 176 128
WIRE 400 128 384 128
WIRE 496 128 496 96
WIRE 496 128 464 128
WIRE 176 144 176 128
WIRE -32 224 -48 224
WIRE 48 224 48 128
WIRE 48 224 32 224
WIRE 80 224 80 192
WIRE 80 224 48 224
WIRE 128 224 80 224
WIRE 496 224 496 128
WIRE -144 256 -144 128
WIRE -48 256 -48 224
WIRE 176 256 176 240
WIRE 208 256 176 256
WIRE 352 256 352 0
WIRE 176 272 176 256
WIRE -144 368 -144 336
WIRE -48 368 -48 336
WIRE -48 368 -144 368
WIRE 176 368 176 352
WIRE 176 368 -48 368
WIRE 352 368 352 336
WIRE 352 368 176 368
WIRE 496 368 496 304
WIRE 496 368 352 368
WIRE 176 400 176 368
FLAG 176 400 0
FLAG 496 96 output
FLAG 80 192 input
FLAG 208 256 source
FLAG 384 96 drain
SYMBOL res 160 16 R0
SYMATTR InstName R1
SYMATTR Value 4
SYMBOL voltage 352 240 R0
WINDOW 123 0 0 Left 2
WINDOW 39 0 0 Left 2
SYMATTR InstName V1
SYMATTR Value 40
SYMBOL voltage -144 240 R0
WINDOW 123 0 0 Left 2
WINDOW 39 0 0 Left 2
WINDOW 0 29 87 Left 2
WINDOW 3 -15 149 Left 2
SYMATTR InstName V2
SYMATTR Value PWL(0 4.5 1 6.5)
SYMBOL nmos 128 144 R0
SYMATTR InstName M2
SYMATTR Value IRFP240C
SYMBOL res 160 256 R0
SYMATTR InstName R2
SYMATTR Value 0.1
SYMBOL res 480 208 R0
SYMATTR InstName R3
SYMATTR Value 4
SYMBOL res 48 112 R90
WINDOW 0 0 56 VBottom 2
WINDOW 3 32 56 VTop 2
SYMATTR InstName R6
SYMATTR Value 10k
SYMBOL voltage -48 240 R0
WINDOW 0 27 88 Left 2
WINDOW 3 -59 179 Left 2
WINDOW 123 0 0 Left 2
WINDOW 39 0 0 Left 2
SYMATTR InstName V3
SYMATTR Value SINE(0 1 1000 0 0 0 1000)
SYMBOL cap 32 208 R90
WINDOW 0 0 32 VBottom 2
WINDOW 3 35 31 VTop 2
SYMATTR InstName C1
SYMATTR Value 0.1µ
SYMBOL cap 464 112 R90
WINDOW 0 0 32 VBottom 2
WINDOW 3 32 32 VTop 2
SYMATTR InstName C2
SYMATTR Value 220µ
TEXT -144 8 Left 2 !;dc V2 3 +10 0.01
TEXT -144 72 Left 2 !;op
TEXT -144 40 Left 2 !.tran 0 1 0 startup

meine Schaltung ist ein wenig wild. Ich habe 2 Trafos einen für die Hauptspannung und einen für die Vorspannung. Der Grund dafür liegt darin, dass somit nicht die Brumspannung des Haupttrafos mit auf die Vorspannung übertragen wird. Natürlich hat jeder nen eigenen Gleichrichter und ne Siebung wobei die Vorspannungssiebung mit 4700 uF sehr klein ausfallen kann.

Den Arbeitspunkt stelle ich durch ein 25 k Poti ein welches mit einem 50k Widerstand einen Spannungsteiler bildet. Kann man noch vergrößern alles, aber die Bauteile waren eben da. Stabilisiert wird das ganze zur Zeit von einem 0,22 Ohm Widerstand im Source Pfad (Mehr war auch nicht da).

Ich habe noch eine Frage:
Zu dem Differenzverstärker, ist in diesem Oszi einer drinne? Testmessungen ergeben ja, aber irgendwie bin ich mir da unsicher. Es gibt zu diesem Gerät auch keine Anleitung mehr, ich habe alles abgesucht. Es ist von 1974 oder so, eines der allerersten Speicheroszi's die es gab.

Aber es läuft prima und wenn man weiß wie, dann kann man damit auch noch arbeiten Find ich viel geiler als diese neumodischen Dinger die wir in der FH haben. Bei dem Ding hat man noch Schalter die KLACK KLACK machen und keine 10^2 Untermenüs in denen man sich verliert! Jede Funktion hat einen Schalter! Trotzdem ist mir die eine oder andere Funktion noch nicht offenbart worden. Das Ding ist so größ wie ne Wäschewanne und wiegt 16 kg.

Hi,
auch ich benutze noch einen alten Oszillografen in diesem heute kaum noch brauchbaren Hochkantformat Allerdings ohne digitalen Speicher.

Hi *sral*,
nach den Anschüssen zu urteilen, hat deiner für jeden Eingang einen Differenzverstärker eingebaut. Jeweils die Eingänge + und -. Ich nehme an, dass sie paarweise zu je einem Kanal gehören. In der Form habe ich es noch nie gesehen.
Bei 2-Kanal Oszillografen ist es sonst üblich, auch die Summe oder die Differenz beider Kanäle auf die Bildröhre zu bringen. In der Wirkung wäre das dann auch ein Differenzeingang.

Um ehrlich zu sein, ich verstehe nicht so recht, wofür ein Differenzeingang so wichtig ist. Um Erdschleifen zu vermeiden, sind die BNC-Buchsen meistens isoliert eingebaut. Die Differenzdarstellung benutze ich praktisch nie. Manchmal die Summendarstellung in Digitalschaltungen, wenn das Umschalten zwischen beiden Kanälen den genauen zeitlichen Zusammenhang zwischen zwei Signalen verschleiert.

Hi *sral*,
zum Schluss noch einen Hinweis zur Gate-Vorspannung. Üblicherweise wird sie von der Drain-Spannung abgeleitet. Damit erreicht man eine Gleichspannungsgegenkopplung, die die Schaltung stabilisiert. Die zugeführte NF-Spannung muss in dem Fall aus einer Quelle kommen, die wesentlich niederohmiger ist als der Gate-Spannungsteiler. Nur so verhindert der Koppelkondensator am Eingang eine Wechselspannungsgegenkopplung, die den Verstärkungsfaktor herunter setzt. Auch die Eigenschaften eines MOSFETs streuen natürlich von einem Exemplar zum anderen. Am meisten macht sich die Gate Threshold Voltage Vgs bemerkbar. Die liegt laut Datenblatt irgendwo zwischen 2 und 4 Volt. Der Spannungsteiler für die Gate-Spannung in der Beispielschaltung ist für Vgs = 3 Volt eingerichtet:



Der IRFP240 in der Simulatorbilliothek hat eine Vgs = 4 V. Den habe ich abgewandelt in einen IRFP240_3V mit Vgs = 3 V und einen IRFP240_2V mit Vgs = 2 V (einfach die Zahlen in der Modellzeile verändert). Der Arbeitspunkt ist mit der 3-V-Version so eingerichtet, dass die Drain-Spannung 20 V beträgt bei 40 V Betriebsspannung. Die Grafiken der Signale beziehen sich auf die 4-V-Version und die 2-V-Version bei jeweils 40 V Betriebsspannung (von mir bevorzugt) und 100 V Betriebsspannung (von *sral* bevorzugt). Es ist sichtbar, das der Arbeitspunkt dabei in einem akzeptablen Bereich bleibt, obwohl der Gate-Spannungsteiler unverändert ist. UB = V1, RD = R1, RS = R2, RL = R3









Die Sinus-Spannungsquelle der Simulation ist so eingerichtet, dass das Signal erst 30 ms nach Beginn der Simulation anfängt. Damit lassen sich die überlagerten Gleichspannungen gut erkennen.

Das wars, was ich dazu beitragen möchte und kann. Ich empfehle dir, dich gründlich mit den Simulationen zu beschäftigen. Dann bekommst du so viel Gefühl für die Schaltungen, dass du den Rest selbst im Griff hast. Viel Erfolg dabei! Und verbrenn dir nicht die Finger, den Trafo und die Wohnungseinrichtung

----------------------------------------------------------------------
Version 4
SHEET 1 980 680
WIRE 352 0 176 0
WIRE 176 32 176 0
WIRE 176 128 176 112
WIRE 176 128 64 128
WIRE 384 128 384 96
WIRE 384 128 176 128
WIRE 400 128 384 128
WIRE 496 128 496 96
WIRE 496 128 464 128
WIRE 64 144 64 128
WIRE 176 144 176 128
WIRE -64 224 -80 224
WIRE 64 224 0 224
WIRE 112 224 112 208
WIRE 112 224 64 224
WIRE 128 224 112 224
WIRE 496 224 496 128
WIRE -80 256 -80 224
WIRE 64 256 64 224
WIRE 176 256 176 240
WIRE 208 256 176 256
WIRE 352 256 352 0
WIRE 176 272 176 256
WIRE -80 368 -80 336
WIRE 64 368 64 336
WIRE 64 368 -80 368
WIRE 176 368 176 352
WIRE 176 368 64 368
WIRE 352 368 352 336
WIRE 352 368 176 368
WIRE 496 368 496 304
WIRE 496 368 352 368
WIRE 352 400 352 368
FLAG 352 400 0
FLAG 496 96 output
FLAG 112 208 input
FLAG 208 256 source
FLAG 384 96 drain
SYMBOL res 160 16 R0
SYMATTR InstName R1
SYMATTR Value 4
SYMBOL voltage 352 240 R0
WINDOW 123 0 0 Left 2
WINDOW 39 0 0 Left 2
SYMATTR InstName V1
SYMATTR Value 40
SYMBOL nmos 128 144 R0
SYMATTR InstName M2
SYMATTR Value IRFP240_3V
SYMBOL res 160 256 R0
SYMATTR InstName R2
SYMATTR Value 0.1
SYMBOL res 480 208 R0
SYMATTR InstName R3
SYMATTR Value 4
SYMBOL res 80 240 R180
WINDOW 0 36 76 Left 2
WINDOW 3 36 40 Left 2
SYMATTR InstName R6
SYMATTR Value 270k
SYMBOL voltage -80 240 R0
WINDOW 0 27 88 Left 2
WINDOW 3 -59 179 Left 2
WINDOW 123 0 0 Left 2
WINDOW 39 0 0 Left 2
SYMATTR InstName V3
SYMATTR Value SINE(0 1 1000 0.03 0 0 800)
SYMBOL cap 0 208 R90
WINDOW 0 0 32 VBottom 2
WINDOW 3 35 31 VTop 2
SYMATTR InstName C1
SYMATTR Value 0.1µ
SYMBOL cap 464 112 R90
WINDOW 0 0 32 VBottom 2
WINDOW 3 32 32 VTop 2
SYMATTR InstName C2
SYMATTR Value 220µ
SYMBOL res 48 240 R0
SYMATTR InstName R4
SYMATTR Value 91k
TEXT -144 8 Left 2 !;dc V2 3 +10 0.01
TEXT -144 72 Left 2 !;op
TEXT -144 40 Left 2 !.tran 0 1 0 startup

@ robernd:
Vielen Dank für das alles!!! Eine Frage noch, du sprichst immer davon, das die Gate Vorspannung mit Hilfe des Drain-Widerstandes erzeugt wird. Gibt es dafür einen zwingenden Grund? Oder was spricht gegen einen Spannungsteiler mit einem Source Widerstand als Gegenkopplung?

Ich bin nun erstmal bis Freitag im Urlaub und werde deswegen nicht antworten.

Allen ein schönes Wochenende

Danke für das schöne Wochenende und schönen Urlaub für dich (gehabt zu haben).

Die Gate-Spannung wird nicht mit dem Drain-Widerstand erzeugt, sondern sehr wohl durch einen Spannungsteiler (R6/R4 im Beispiel). Nur wird er von der Drain-Spannung versorgt und nicht von der Versorgungsspannung.

Teilung der Versorgungsspannung liefert eine feste Spannung. Wenn sich die Transistoreigenschaften ändern (Austausch d. Transistors, Erwärmung, Alterung), läuft der Arbeitspunkt (Drain-Strom) schnell weg. Eine Gegenkopplung durch den Source-Widerstand verhindert das auch, ist sogar die bessere Lösung. Nur muss dafür der Source-Widerstand erheblich größer sein als die üblichen 0.1 oder 0.22 Ohm. Das ist jedoch bei hohen Strömen unpraktikabel, weil sich Verstärkung und Aussteuerungsbereich dadurch reduzieren. Bei kleineren Strömen verhindert man das, indem man einen Kondensartor zum Source-Widerstand (oder Teil davon) parallel schaltet. Das ist z.B. bei der Röhrentechnik üblich (Kondensator zwischen Kathode und Masse).
Die 0.22 Ohm werden im Normalfall in Gegentaktschaltungen verwendet, um Unterschiede zwischen den beiden Endtransistoren (meistens paarweise ausgesucht) auszugleichen. Dort brauchen keine Temperatur- oder Betriebsspannungsveränderungen aufgefangen zu werden.

Der Spannungsteiler von dem Drain bewirkt auch eine Stabilisierung. Bei normalen Transistoren als Teiler vom Collector zur Basis ist er Standard. Dort funzt es auch besser, weil der Basisstrom ab einer bestimmten Spannung (ca. 0,6 V) sehr schnell ansteigt.
Stabilisierung: Transitorsstrom nimmt zu (warum auch immer) -> Drainspannung wird kleiner -> Gate-Spannung wird kleiner -> Strom nimmt weniger zu. Und umgekehrt.