Röhrentechnik

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richi44
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#51 erstellt: 03. Sep 2011, 08:20

In der "Röhrentechnik" habe ich versucht, Dinge möglichst einfach zu erklären. Nun sind da aber vermehrt Fragen aufgetaucht, auf die ich etwas genauer eingehen möchte. Ich habe sie in drei Nachträgen verarbeitet, die ich hier veröffentlichen möchte. Es geht einmal um die Stromgegenkopplung, einmal um die SRPP-Schaltung und letztlich um das "Tube Rolling", also den "wilden" Röhrentausch.
In der ersten Folge also Nachtrag 1

Prinzipiell gilt die Verstärkungsberechnung für alle Röhren, doch geht es primär mal um Trioden.
Die Formel lautet:
V = Mü x Ra
Ri + Ra
Eine weitere Formel lautet:
Ri (tatsächlich) = Ri (Datenblatt) + Mü x Rk (total)
Man kann dies auch als Widerstandsteiler sehen, der aus Ri und Ra gebildet ist. Dann haben wir über dem Bruchstrich Ra und unter diesem Ra + Ri. Oder anders gesagt: Es ergibt sich eine Zahl kleiner 1, da der Ra (220k) durch die Summe von Ra und Ri (300k) geteilt wird, wie dies bei einem Widerstandsteiler logisch ist.
Über dem Bruchstrich haben wir einzig noch die theoretisch maximale Verstärkung von . Diese ist 100. Und 220 / 300 ergibt 0.73333. Dies multipliziert mit der maximal möglichen Verstärkung von 100 ergibt 73.33
Jetzt nehmen wir einfach mal eine ECC83 mit einer Anodenspannung (Uak) von 100V und einer Betriebsspannung von 210V.
Ra ist 220k und Rk 2k überbrückt. Damit geht er nicht in die Rechnung ein

Die übrigen Daten sind:
Vg -1V, Ia 0,5mAS 1.25mA/V Mü 100 Ri 80k
An dieser Stelle etwas zu Mü
Es ist 1/D. Und wenn wir die Barkhausensche Röhrenformel betrachten, so ist S x D x Ri = 1
Damit ist D = 1/SxRi oder
Mü = S x Ri

Rechnen wir nun die Verstärkung nach der obigen Formel, so bekommen wir
100 x 220k: (80 + 220 =) 300k, ergibt
22000k : 300k = 73.33

Sie ist grösser als im Datenblatt, weil dort noch der nachfolgende Gitterableitwiderstand parallel zu Ra (für Wechselspannung) gerechnet ist.

Wenn wir die ursprüngliche Verstärkungsformel betrachten, so haben wir unterm Strich die Addition von Ra und Ri. Wenn also Ri zunimmt, so sinkt die Verstärkung.
Nehmen wir nun die Grundlagen der vorigen Berechnung, so haben wir neben Mü und Ra auch ein neues Ri. Dieses ist  x Rk (also 100 x 2k) plus Ri (bisher), macht total (200k + 80k =) 280k.
Damit ergibt sich die neue Berechnung von
Mü x Ra : Ri (neu) + Ra =
100 x 220k
280k + 220k
= 44
Jetzt bekommen wir aber ein kleines "Denkproblem". Ich habe diese Formel genannt:
Mü x Ra : Ri (neu) + Ra = V
In der ursprünglichen Formel haben wir Ri, wie er im Datenblatt steht, hier haben wir ein Ri neu. Und wenn wir Mü durch S x Ri ersetzen, was laut Barkhausen logisch ist, so haben wir plötzlich eine Formel, die da lautet:
V = S x Ri x Ra / (Ri neu + Ra) Oder Ri neu total = Ri + Ri neu, kurz, es wird sehr unübersichtlich.
Ich kann natürlich einfach mit dem bisherigen Ri rechnen, dann sieht die Sache so aus:
V = S x Ri (entspricht Mü) x Ra / (S x Ri x Rk) + Ri + Ra.

Dass ich die Stromgegenkopplung nicht auf der Basis dieser Formel erklärt habe, sondern mit dem Spannungsabfall am Katodenwiderstand und der damit entstehenden Reduktion der Gitter-Katodenspannung, also einer reduzierten Ansteuerung erscheint mir logisch und vernünftig. Dass ich natürlich auf jener Annahme nicht die tatsächliche Verstärkung und die tatsächliche Gegenkopplungswirkung berechnen kann ist auch verständlich. Es bleibt also zur Berechnung nur der Einsatz dieser "Bandwurmformel".

Will ich eine definierte Verstärkung, so muss ich die Formel entsprechend umstellen. Fest bleibt der Teil über dem Bruchstrich, also Mü und Ra = 22000k
Soll V beispielsweise 10 sein, so muss unter dem Bruchstrich 2200k raus kommen. Und da wir den Ra ja kennen (220k) können wir den unten abziehen, macht 1980k für Ri und weil der Ri aus dem eigentlichen Datenblatt-Ri (80k) und der Wirkung des Rk zusammengesetzt ist, ergibt sich für diese Wirkung einen Wert von 1900k.
Und diese Wirkung ist ja wie gezeigt Mü x Rk. Damit müssen die 1900k durch 100 geteilt werden, macht einen Rk von 19k
Jetzt gibt es zwei Punkte zu beachten: An den 19k fallen natürlich 9.5V an. Folglich fehlt diese Spannung an der Betriebsspannung, denn wir wollen ja Uak bei 100V halten. Wir werden also Ub auf 220V erhöhen müssen (damit die Rechnung stimmt).
Weiter können wir nur eine Gittervorspannung von 1V brauchen. Also müssen wir die 19k Rk aufteilen und zwar von der Katode 2k, da wird der Rg angeschlossen und der Rest des Rk von 17k. Damit ist Ukg 1V und Ugk -1V, also wie gewünscht.
Jetzt gibt es ein Problem, das nicht vergessen gehen darf: Der Ri der Schaltung ist jeweils die Parallelschaltung von Ri und Ra. Folglich wird eine Schaltung mit hohem Rk empfindlicher auf kapazitive Lasten, weil Ri grösser wird. Ich habe Ri angegeben.

Das Klirrverhalten wird in dem Masse reduziert, wie die Verstärkung abnimmt, immer auf die gleiche Ausgangsspannung bezogen. Das Rauschen wird meist nicht verbessert, weil der Katodenwiderstand zusätzliches Rauschen erzeugt, das wie eine Gitter-Steuerspannung wirkt. Bei Hochpegelstufen spielt dies keine nennenswerte Rolle, wohl aber bei Mik- und Phonostufen.

Nachfolgend die drei besprochenen Berechnungen in Schaltbildform:

Nachtrag 2:
Bei der SRPP-Schaltung gibt es zwei grundsätzliche Überlegungen. Die eine ist jene, die ich hier bereits vorgestellt habe, dass nämlich bei normaler Ansteuerung der unteren Röhre und Abnahme an der oberen Katode die obere Röhre durch den Laststrom gesteuert wird und damit eine echte Gegentaktschaltung entsteht. Allerdings wirkt dann der obere Katodenwiderstand als Verlust.
Die zweite Sichtweise ist jene, dass der Klirr unter Umständen fast völlig zum Verschwinden gebracht werden kann.

Zur ersten Sichtweise ist nicht mehr viel beizutragen, es ist bereits in der Abhandlung ausführlich erkläret. Nachzutragen ist, dass diese Schaltung im Gegentakteinsatz nicht zwingend in Klasse a arbeiten muss, es ist auch AB denkbar. Und es ist verständlich, dass dann, wenn wir bis in den Sperrbereich aussteuern Klirr unvermeidlich ist. Es ist daher sinnvoll, diese Schaltungen aktiv gegenzukopplen. Ihr Vorteil liegt in der tatsächlich recht hohen Stromliefer-Fähigkeit bei beiden Halbwellen und dementsprechend (mit der Gegenkopplung!) ein sehr geringer Ri.

Zur zweiten Einsatzart ist einges anzumerken:
Hier kommt die zweite (obere) Röhre quasi als Ra der unteren zum Einsatz. Schauen wir uns eine ECC83 mit einem ohmschen Ra an, so sehen wir, dass die Anodenspannungen zur jeweils passenden Gitterspannung nicht gleichmässig auf der Widerstandsgeraden verteilt sind. Das bedeutet, dass bei linearer Ansteuerung die Ausgansspannung nicht linear verläuft.

Verwenden wir aber den Ri einer Röhre ECC83 mit eben dieser unlinearität so kompensieren sich die Unlinearitäten weitgehend.

Hier wird statt des "geraden" Widerstandes die Kennlinie der Röhre bei 2V -Ugk eingesetzt und zwar gespiegelt. Es sieht schon mal besser aus. Nun könnte man her gehen und die beiden Kennlinien gegeneinander verschieben und versuchen, ob man die Sache noch gleichmässiger hin bekommt. Und das ist möglich, nämlich dann, wenn zusätzlich ein linearer Widerstand dazu geschaltet wird. Dann wird nämlich nicht nur der Ri bei einer festen Gittervorspannung verwendet, sondern die obere Röhre wird durch den Laststrom angesteuert und damit kann der Klirr fast vollständig kompensiert werden. Konkret sähe eine Schaltung dann so aus:

Hier wird die Last so verändert, bis Minimum Klirr entstanden ist. Dies ist natürlich nicht eine Einstellung für alle Ewigkeit, denn mit der Alterung der Röhren verschieben sich die Kennlinien, während die Last bleibt und damit ändern sich die gegenseitigen Verhältnisse. Ausserdem ist so eine Schaltung dann nur für diese eine Last optimiert.
Eine zweite Variante ist die folgende:

Hier wird die Ansteuerung der oberen Röhre verändert und damit sollte es ebenfalls möglich sein, den Ausgleich herzustellen. Natürlich ist auch da eine Einstellung der Röhrenalterung entsprechend zu wiederholen.
Noch ein Wort zur Verstärkung: Wenn man die Geschichte ohne Last betrachtet, so ist der Ri der oberen Röhre = dem Ra der unteren. Wenn wir also von einer ECC83 ausgehen, so ist V = Mü x Ra / Ri + Ra. Und da Ra = Ri ist ergibt sich
Mü x Ri / 2 Ri = Mü / 2 = 50. Sobald wir eine Last haben wird die obere Röhre angesteuert und damit hilft sie ebenfalls mit bei der Verstärkung, andererseits reduziert die Last den Ra, sodass die Verstärkung wieder abnimmt.
Und wenn wir die Schaltung mit der variablen Ansteuerung nachbauen würden, so ist die Verstärkung letztlich von der Ansteuerung der oberen Röhre abhängig, sodass es nicht möglich wäre eine konkrete Verstärkung zu berechnen.

Nachtrag 3

In "Röhrenkreisen" geistert nach wie vor Die Idee herum, "Tube Rolling" zu betreiben, also eigentlich falsche Röhren einzusetzen. Dass dies im Grunde Unsinn ist, sollte prinzipiell logisch sein. Und dass es zumindest theoretisch wenig bringt ebenfalls. Aber betrachten wir mal die Theorie rund um diese Unsitte.
Es wird behauptet, dass Röhre A weichere Bässe bringt, Röhre B dafür klarere Höhen und Röhre C in den Mitten besser durchzeichnet. Dafür bringt Röhre D eine breitere Bühne und Röhre E eine bessere Tiefenstaffelung....
Grundsätzlich gilt folgendes:
Hier mal eine Ia-Ug-Kennlinie der EL84.

Es ist einfach sich vorzustellen, dass so eine Kennlinie mit einem speziellen Gerät aufgenommen wird, welches der Röhre eine feste Anoden- und Schirmgitterspannung zuführt und den Anodenstrom aufzeichnet, wenn die Gitterspannung gegenüber der Katode verändert wird. Wie schnell dies geschieht hängt von der möglichen Schreibgeschwindigkeit des Gerätes ab. Dies kann also innerhalb 10 Sekunden oder innerhalt einer Einhunderttausendstel Sekunde geschehen. Das Ergebnis ist immer das Selbe. Und genau so könnte es mit der Aufnahme dieser Kennlinien sein

Die Kennlinien werden nicht krummer oder idealer wenn wir sie schneller oder langsamer aufzeichnen. Aber genau so wie diese Kennlinien die Stromänderung als Folge der Gitterspannung zeigen, genau so geschieht es wenn wir der Röhre Musik zuführen. Das Musiksignal ist auch nichts anderes als eine sich ändernde Spannung am Steuergitter und entsprechend resultiert ein veränderter Strom. Eigentlich logisch.

Das sollte doch eigentlich bedeuten, dass die Röhre nicht weiss, was ihr da zugeführt wird und dass sie immer gleich reagiert. Und ist die Kennlinie ideal, dann liefert die Röhre letztlich eine Verstärkung und eine Leistung, wobei sich die Signalform nicht grossartig von der Form des zugeführten Signals unterscheidet. Ist die Kennlinie irgendwie gekrümmt, so entstehen dadurch letztlich Signalverformungen, was je nach Stärke der Verformung eine mehr oder weniger starke Hörbarkeit bedeutet.
Voraussetzung für eine möglichst geringe Signalveränderung ist dass die nötigen Bauteile rund um die Röhre ihrem Zweck angemessen sind. Werden Bauteile mit nicht optimalen Werten verwendet, so kann die Röhre nicht in ihrem optimalen Arbeitspunkt funktionieren. Und dieser Arbeitspunkt hängt von der Röhren-Konstruktion ab, wie ganz am Anfang der Röhrentechnik beschrieben ist.
Wenn wir etwas die Historie bemühen so gab es im Anfang keine Normen. Jeder Röhrenhersteller baute gleich seine eigenen Geräte und machte Versuche, welche Bauteilwerte bei seiner Röhre die besten Ergebnisse liefert. Und auch wenn die Röhrensockel schon bald irgend eine Art Norm zeigten war damit nicht gesagt, dass man alles einfach rein stecken konnte. Es war ja nicht garantiert, dass an der Anode dann auch wirklich die Anodenspannung vorhanden war...
Irgendwann haben die Hersteller heraus gefunden, dass man mit einer Röhre nicht alles kann. Je nach Anforderungen waren diese oder jene Merkmale für den angestrebten Einsatz günstiger. Also gab es eine Röhrenauswahl. Und damit ein Hersteller wusste, welche Röhre der Kunde wollte hat er jedem Typ einen Namen gegeben.
Diese "Benennung" wurde später vereinheitlicht. Das bedeutete, dass eine Röhre mit der Nummer 80 von allen Herstellern eigentlich das Selbe sein mussten, nämlich eine Gleichrichterröhre. Und die Nummer 300 bedeutete eine Leistungstriode.

Da man wie erwähnt festgestellt hatte, dass eine Röhre die passende Schaltungsumgebung brauchte machte es natürlich Sinn, Röhren so zu fertigen, dass sie ein bestimmtes, für diesen Typ festgelegtes Verhalten zeigen. Eine 300 musste also bestimmte Vorgaben erfüllen und diese nicht wesentlich unter- oder überschreiten. Jede Abweichung hätte ja nach einer Anpassung der "Umgebung" verlangt.
Damit will ich erklären, dass eine bestimmte Röhre bestimmte Parameter einhalten muss, dass also eine EL84 die obigen Kurven zeigen muss und nichts anderes. Und sämtliche Daten in den Datenblättern müssen gleich sein, sonst darf die Röhre nicht den Namen EL84 tragen.
Wenn wir dies als Grundlage nehmen ist logisch, dass bei identischen Röhren keine Signalabweichungen untereinander entstehen können. Ob wir also eine Röhre der Marke X oder Y verwenden darf keinen Unterschied machen, denn die Röhren sind in den Messwerten identisch. Und sind sie unterschiedlich, so hält sich eine nicht an die Vorgabe und damit ist sie nicht das, was drauf steht.
Betrachten wir mal ein paar Röhren, so sehen wir, dass es grosse Unterschiede gibt. Eine EL90 liefert 4,5W bei einem Klirr von 8%, eine EL41 bringt es auf 3,9W bei 10% Klirr und eine EL84 auf 4,5W bei 6,8% Klirr. Das bedeutet, dass z.B. der Klirr (als eine Messgrösse) vom Röhrentyp abhängt, nicht aber vom Hersteller.
Es gibt nun identische Röhren mit unterschiedlichen Bezeichnungen. So sind die Amerikanischen Bezeichnungen anders als die europäischen und ebenfalls abweichend gegenüber Russischen und Chinesischen Namen. Es gibt aber auch andere Typen, die teils als identisch bezeichnet werden, dies aber nicht sind. Ob diese z.B. bei grundsätzlich gleichen Parametern (S, Ri) mehr oder weniger Klirr liefern lässt sich meist nicht vorhersagen, da entsprechende Angaben in den Datenblättern fehlen. Damit ist auch nicht vorherzusagen, wie sich diese "gleichen" Röhren klanglich unterscheiden...
Nun habe ich aber gesagt, dass es keine Rolle spielt, ob die Kennlinie langsam oder schnell durchfahren wird. Und das bedeutet, dass es keine Rolle spielt, ob hohe oder tiefe Töne das Signal bilden. Daraus müsste man schliessen, dass es keine hörbaren Unterschiede gibt. Auf die Röhre bezogen ist dies richtig, nicht aber, wenn wir die Umgebung, also die Bauteile betrachten.
Zum Vergleich: Eine KT77 kann mit 400V, mit 500V oder mit 600V betrieben werden. Der Arbeitswiderstand Raa (bei Gegentakt) variiert dabei zwischen 4,5 und 9k. Das bedeutet, dass sich Lastkapazitäten unterschiedlich auswirken können, dass andererseits auch die Induktivität des Trafos Einfluss hat. Weiter gibt es allgemeine Untersuchungen, wie sich der Klirr im Verhältnis zur Ausgangsleistung und zur Lastimpedanz verhält.
Nun wird von hörbaren Unterschieden berichtet. Diese müssen wir erst mal etwas betrachten. Generell gilt ja, dass es der Röhre egal ist, ob das Signal tief oder hoch ist, also gibt es bei der Röhre selbst keine tonhöhen-abhängige Veränderung. Und eine Veränderung der Bühnenbreite wäre mit einem Kanal-Übersprechen bei Stereo verbunden, was ebenfalls nicht möglich ist.
Eine Veränderung der Bühnentiefe ist etwas ganz besonderes. Könnten wir die Ohren zur Ortung bewegen, so wie die Augen, so könnten wir allenfalls dreidimensional hören. Da dies nicht geht haben wir in erster Linie ein Richtungshören in der Horizontalen. Ob vorne oder hinten und oben oder unten hat mit der unterschiedlichen Klangfärbung durch die Ohrmuschel zu tun. Dieses Richtungshören ist recht ungenau. Und eine Distanz können wir anhand der Klangfärbung und des Hallanteils abschätzen. Wenn also die Basisbreite vom Übersprechen abhängt, so wäre die Bühnentiefe vom Hallanteil abhängig und der ist fester Bestandteil des Tonsignals, der ist also auf der CD drauf und den können wir nachträglich nicht mehr verändern, schon gar nicht mit einer Röhre (ohne weitere Elektronik!).
Die Bühnentiefe ist also nicht wirklich hörbar und wenn, so ist sie ein Sinneseindruck in Abhängigkeit von Bestandteilen des bestehenden Tonsignals, welche nicht nachträglich einzeln verändert werden können. Eine gehörte Veränderung ist daher nicht wirklich möglich, ausser...
Fazit: Wenn ich klangliche Unterschiede feststelle, so müssen sich diese in den Messwerten manifestieren. Wenn ich nun eine schlechtere Höhenwiedergabe habe mit nachweislichem Höhenabfall, so kann mir dies eine grössere Distanz zum Geschehen vor gaukeln. Dann sind aber auch nahe Ereignisse eingedunkelt und damit klanglich verändert.

Wenn also irgendwelche hörbaren Unterschiede auftauchen, so können sie (mehr Höhen) durch einen höheren Klirr entstehen (Klirr sind Oberwellen, also zusätzliche hohe Töne) oder durch eine Höhenabsenkung (bei höherer Impedanz) oder einen Bassabfall (zu geringe Induktivität des Trafos, was bei veränderten Röhrendaten stärker ins Gewicht fallen kann).
Man kann das Ganze so umschreiben: Entstehen Veränderungen gegenüber der Originalbestückung (immer davon ausgegangen dass der Hersteller gute Arbeit geleistet hat) so sind es immer Verschlechterungen, durch zusätzlichen Klirr oder Frequenzgangfehler. Dass diese zusätzlichen Fehler gelegentlich andere Unzulänglichkeiten der Kette kaschieren zeugt nicht von hoher Gesammtqualität.
Ein wilder Röhrentausch macht selten Sinn, wenn die Schaltung schon durchdacht konstruiert wurde, vielmehr ist es eine Quelle weiterer Verschlechterung und vor allem ist es oft ein "Vergewaltigen" der Röhren, denn sie werden zwangsläufig im falschen Arbeitspunkt betrieben, was deren Lebensdauer verringern kann.

richi44
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#52 erstellt: 08. Sep 2011, 09:13

Zu Nachtrag 1 gibt es eigentlich noch eine Erweiterung. Diese kann ich leider nicht mehr einbauen, da mein Beitrag schon zu alt ist. Daher gibt es den
Nachtrag 1A

Hier das Schaltbild, das die Grundlage der Berechnung der Verstärkung mit Stromgegenkopplung liefert.
Wir sehen hier eine ECC83-Triode mit ihren typischen Parametern. Weiter sehen wir einen Arbeitswiderstand an der Anode von 200k und zwei Widerstände in der Katode, einmal 2k und einmal 8k. Zusätzlich ist ein Katodenelko gezeichnet, den wir als vorhanden oder nicht vorhanden betrachten können.

Bekannt ist die Verstärkungsberechnung der Röhre mit
Mü x Ra
Ri + Ra

Diese gilt hier mal ganz sicher, wenn der Katodenelko drin ist, denn dann gibt es keine Tonspannung an den Katodenwiderständen. Aber, wenn wir die Katode als Bezugspunkt annehmen, so spielen die Katodenwiderstände ebenfalls keine Rolle, denn sie befinden sich "ausserhalb der Schaltung". Wir betrachten ja alles (ausser Ue) auf die Katode bezogen.

Rechnen wir mal die Verstärkung in der gezeigten Schaltung (mit Elko), dann haben wir
100 x 200k
80k + 200k
ergibt V = 71.4286

Und weil wir dies auf die Katode beziehen, mit Elko aber die Katode der Masse entspricht, bezieht sich dies zunächst auf die Schaltungsmasse.
Wenn wir den Katodenelko weg lassen, die ganze Geschichte aber wie gezeichnet weiter auf die Katode beziehen, geschieht überhaupt nichts.
Nur:

Beziehen wir es auf die Masse, so haben wir plötzlich eine Spannung an der Katode und zwar über den total 10k. Die Teilung hat da nur etwas mit der Gittervorspannung zu tun aber nichts mit dem Tonsignal.
Weil sich mit konkreten Spannungen leichter rechnen lässt als mit reinen "Begriffen" machen wir eine Rechnung mit Spannungen.

Nehmen wir an, wir möchten eine Ausgangsspannung von 10V~ an der Anode. Das ergibt eine Steuerspannung
von
Ugk = Ua~/ V =
10 / 71.4286 = 140mV
Das Problem ist nun, dass die Eingangsspannung nicht gleich der Ugk ist, sondern dass da die Spannung über den Katodenwiderständen (URk) noch in Serie zur Ugk liegt. Ue ist also Ugk + URk.
Und da in der Röhre nur ein Strom fliesst, von der Katode zur Anode, ist Ik = Ia. Also ist URk dem Widerstandsverhältnis (1/20) gleich wie Ua~.
Ua~ist 10V, somit ist URk 0.5V, Ugk ist 0.14V, also ist Ue = 0.640V

Rechnen wir nun (wie eigentlich gewollt) die Verstärkung aus, so haben wir nicht mehr (wie bei der Röhre allein) die 71.4286, sondern einen tieferen Wert, denn nur ein Teil der Eingangsspannung wirkt als Steuerspannung (140mV von total 640mV). Damit reduziert sich die totale Verstärkung auf 15.625

Ich bin der Ansicht, dass diese Art ber Erklärung logischer ist als jene über den veränderten Ri. Ob diese Erklärung richtig ist können wir nachprüfen.
Dazu berechnen wir den neuen Ri, der ja aus Ri + (Mü mal Rk) gebildet wird. Das ergibt 80 + (100 x 10k) = 1080k

Die Verstärkung gesammthaft rechnet sich laut Nachtrag 1 aus
Mü x Ra
Ri neu + Ra
ergibt
100 x 200
1280
macht 20000 . 1280 = 15.625

Damit ist nachgewiesen, dass erstens meine Rechnung stimmt und zweitens dass meine Überlegung richtig ist, dass ich also die Schaltungsverstärkung aus der Röhrenverstärkung berechnen kann, geteilt durch das Verhältnis zwischen Eingangsspannung (Ue) und der Steuerspannung (Ugk). Und es ist ja kein Problem, die Steuerspannung aus einer angenommenen Anodenspannung (Ua~) und der berechneten Verstärkung (nach der eigentlichen V-Berechnungsformel) zu bestimmen. Und aus dieser angenommenen Ua~ kann ich auch leicht die URk ableiten.

richi44
Hat sich gelöscht

#53 erstellt: 15. Sep 2011, 05:51

Und weiter:
Nachtrag 4

In diesem möchte ich noch etwas auf die allgemeinen Grundlagen bei Röhrenendstufen und auf die PPP-Schaltung im Besonderen eingehen.
Grundsätzlich könnte man sich mal fragen, warum ein Ausgangstrafo nötig sei. Der Grund ist einfach und einleuchtend: Eine Röhre hat eine relativ hohe Anodenspannung, aber einen verhältnismässig kleinen Anodenstrom.
Bei den ersten Lautsprechern (Freischwinger) war keine Schwingspule vorhanden, diese Spule war fest und ihr Magnetfeld wirkte auf einen Magnet-Anker. Daher musste sie nicht beweglich sein und ihre Grösse und ihr Gewicht waren uninteressant. Man konnte sie folglich mit vielen Windungen dünnem Draht herstellen, sodass sie mit einer hohen Spannung und einem geringen Strom betrieben werden konnte.
Bei den späteren (auch heutigen) Lautsprechern ist das anders. Da ist der Draht dicker, also mehr Strom und weniger Spannung. Und das geht mit Röhren nicht. Also braucht es eine "Übersetzung", den Ausgangstrafo.
Der Trafo hat den Vorteil, dass er gleichzeitig Arbeitswiderstand und Spannungszuführung ohne grosse Verluste darstellt. Und dies besonders in der üblichen Art der Gegentaktschaltung.

Da haben wir die Endröhren-Katode (zumindest wechselspannungsmässig) an Masse und nehmen die Tonspannung an der Anode ab (vereinfacht gesagt). Wir könnten aber auch die Ausgangsspannung an der Katode abnehmen. Nur brauchen wir dann am Gitter eine Steuerspannung, die höher ist als die Ausgangsspannung und das geht nicht mit allen Treiberröhren.
Hier mal eine ganz "normale" Gegentaktschaltung.

Vielleicht eine kleine Besonderheit: Sowohl Eingangsschaltung als auch Treiberstufe sind als Differenzstufe geschaltet. Rechnet man an dieser Schaltung herum, so ist die Steuerspannung am Gitter der Endröhre maximal gut doppelt so gross als die Gittervorspannung. Das könnte je nach Endröhre bis etwa 160V SS werden. Also muss die Treiberröhre optimal bis rund 250V betrieben werden könne, macht also eine Anodenspannung von bis zu 400V.
Die Gitterspannung der Treiberröhre kann bis etwa 10V werden, was für die erste Stufe kein Problem darstellt.
Kurz, eine solche Schaltung als Ganzes ist kein Problem.
Hier eine andere Schaltung: Erstens habe ich am Ausgang Katodenfolger. Und wenn diese ganz normal betrieben werden, machen Pentoden keinen Sinn, weil dann das Schirmgitter an der selben Spannung angeschlossen ist wie die Anode. Damit sind Schirmgitter und Anode verbunden, was in der Fuktion einer Triode entspricht. Daher habe ich direkt Trioden verwendet.

Bevor jemand das nachbaut: Die 105V entstammen nicht einfach einem Netzteil, denn nur schon wenn man da einen Widerstand gegen Masse schliessen würde, entstände daran eine positive Spannung. Da muss eine Schaltung mit einem Leistungstransistor hin, welcher die Spannung (die aus dem Ruhestrom der Röhren entsteht) auf 105V begrenzt.

Hier so eine Schaltung. Zu beachten ist, dass dazu auch ein Kühlkörper nötig ist, welcher die Verlustleistung von rund 25W an die Umgebung abgibt.
Betrachten wir die Schaltung, so haben wir am Eingang eine Differenzstufe und daran anschliessend einen zweistufigen Verstärker. Dann kommt der Katodenfolger.
Die Betriebsspannung der Endröhren liegt bei 295V (400V U Anode minus 105V U Katode/Ausgangstrafo). Folglich kann die Gitterspannung und damit die Ausgangsspannung höchstens etwa 300V SS werden. Dies bei einem SS-Strom von 0.65A, macht letztlich eine Leistung von gut 24W.
An dieser Stelle gleich die Daten des Ausgangstrafos: Rkk Primär 452 Ohm, R sekundär 8 Ohm (evnetuell zusätzlich 4 Ohm). Leistung mindestens 24W, Studio-Übertrager.

Wir müssen somit eine recht hohe Ansteuerspannung haben, darum die zweistufige Treiberschaltung mit jeweils eigener Gegenkopplung. Die Wahl der Röhren nimmt auf deren Verstärkung und andererseits deren Spannungsfestigkeit Rücksicht.
Wenn jemand den Gitterableitwiderstand der Endröhren vermisst: Der versteckt sich hinter dem Katodenwiderstand der ersten Treiberröhre (ECC83) und dem Gegenkopplungswiderstand von 100k. Damit ist das Steuergitter der Endröhre nicht auf Null gelegt, sondern liegt auf Uk der ersten Treiberröhre, also auf +1V. Da aber die Endröhrenkatode eh auf +105V liegt machen die 1V des Gitters nichts aus.
Was ist nun die Besonderheit dieser Schaltung?
Wir haben durch die Katodenfolger niederohmige Ausgangstreiber und der Klirr hält sich ebenfalls in Grenzen. Wir können ja von folgendem ausgehen: Wenn wir bei einer normalen Röhre z.B. 10V~ für die Ansteuerung brauchen und daraus 100V~ am Ausgang erhalten, so haben wir da einen Klirr von z.B. 5%.
Hier brauchen wir für 100V~ am Ausgang eine Eingangsspannung von 110V~, weil ja 100V wieder raus kommen, weil wir aber trotzdem die Ansteuerung von 10V brauchen. Angenommen, die Treiberstufe liefert keinen Klirr, so entsteht in der Katodenfolger-Endstufe intern auch 5% Klirr, der bezieht sich aber auf den eigentlichen Eingang, sodass letztlich der Klirr dieser Stufe 0.5% ist.
Und da wir die Verstärkung der Treiberstufe von rund 980 auf 50 reduzieren, reduziert sich deren Klirr im selben Verhältnis. Und wir haben ja ausserdem die Überalles-Gegenkopplung, welche wiederum den Klirr um Faktor 5 senkt. Das bedeutet, dass wir mit dieser Schaltung einen Klirr von unter 0,2% bei 24W erreichen sollten. Ausserdem ist durch die Katodenfolgerschaltung im Ausgang die Endstufe sehr stabil. Und letztlich sollte der Dämpfungsfaktor bei etwa 55 liegen, was für eine Röhre ein ausserordentlich hoher Wert darstellt.
Nachteilig ist, dass wir den Vorteil einer Pentode nicht nutzen können und dass wir eine hohe Ansteuerspannung benötigen. Wir sind also mit der verwendeten grossen Endröhre am Ende der Möglichkeiten. Ohne wirkliche Trickschaltungen bekommen wir keine höhere Leistung (hier könnte allenfalls eine PPP-Schaltung Abhilfe bringen, allerdings hat auch diese ihre Nachteile).

Hier deren Grundprinzip:

Zuerst die Frage, wie der Name zustande kommt:
Auf den ersten Blick haben wir ja zwei Röhren, die in Serie zu ihrer Stromversorgung liegen. Und da das Ganze einen Ring bildet, sind die beiden Röhren ebenfalls in Serie geschaltet und habe keinen Massebezug.
Betrachten wir die Schaltung aber vom Lautsprecher aus, so sind da zwei Röhren mit Netzteil, die parallel auf den Lautsprecher einwirken.Und damit das Ganze eine Gegentaktschaltung wird, sind die Röhren antiparallel (also quasi verpolt) geschaltet.
Ein Massebezug kommt dann zustande, wenn der Lautsprecher nicht direkt betrieben wird, sondern über einen Trafo mit Mittelabgriff, welcher an Masse gelegt ist. Das wäre der vorherigen Endstufe mit den Trioden der 6336 vergleichbar, wobei dort an dem Mittelabgriff die Gittervorspannung als gemeinsame Katodenspannung erzeugt wird.
Betrachtet man nun die Speisung in diesem Ring, so ist die Anode der oberen Röhre mit einer Speisung verbunden, deren Minus an der Katode der unteren Röhre hängt und umgekehrt. Im Detailschaltbild zeigt sich somit, dass der eigentliche Speiseelko der oberen Röhre (A) an der "Masse" der unteren Röhre (0B) angeschlossen ist (und umgekehrt). Dies schliesst den Ring. Wäre nun das Schirmgitter ebenfalls an der jeweils anderen Röhre "angeschlossen" (C11 und C12), so ergäbe sich keine Pentodenfunktion mehr, sondern die Röhre wäre als Triode betrieben weil ja Schirmgitter und Anode "verbunden" wären. Sobald aber das Schirmgitter der Röhre A auf ihre Katode Bezug nimmt, die Anode aber auf die Katode der Röhre B, sind die Röhren als Pentoden geschaltet und der Ring ist geschlossen.
Damit haben wir auch die Verstärkung der Pentode.
Hier mal das Detailschaltbild:

Neben der "Auskreuzung" der Anodenspeisungen ist durch die roten und blauen Linien auch ersichtlich, dass die Anoden der Treiberröhre ECC81 ebenfalls ausgekreuzt an der Speisung liegen. Dies hat den Effekt, dass jeder Speisung die gegenteilige Nutzspannung überlagert ist und damit ein grosser Teil der fehlenden Verstärkung (die Endröhren laufen ja eigentlich als Katodenfolger und haben damit keine Spannungsverstärkung, sondern eher einen Verstärkungsverlust!) wieder ausgeglichen wird. Die Folge ist, dass die Anoden-Wechselspannung der Treiberröhren sehr hoch werden kann, diese Röhren also an ihre Grenzen stösst. Ausserdem stellt ja eine Katodenfolgerstufe eine niederohmige Quelle dar, was aber durch diese "Bootstrap-Funktion" wieder reduziert wird. Mit der vorliegenden Schaltung sollten wir aber zu einer Ausgangsleistung von rund 24W kommen mit einem Ausgangstrafo, welcher ein Spannungsverhältnis von 1:10 aufweist und somit ein Impedanzverhältnis von 1:100 darstellt. Die Primärimpedanz (Katode zu Katode) ist somit 800 Ohm, die Sekundärimpedanz 8 Ohm. Natürlich kann man auch noch 4 Ohm Anschlüsse einbauen. Deren Übersetzungsverhältnis zur Primärseite wäre dann 0,707:10.
Der generelle Vorteil der Schaltung ist die geringe Schwingneigung und dir hohe Stabilität der Schaltung, dann der recht geringe Klirr und durch die hohe innere Gegenkopplung und den damit verbundenen geringen Ri ein recht annehmbarer Dämpfungsfaktor. Zusammen mit der vorhandenen Gegenkopplung von rund 20dB entsteht ein guter Verstärker mit ausgewogenen Daten.
Wollte man nun aber auf dieser Basis ein Ding mit höherer Leistung bauen, so müsste einerseits die Treiberstufe mit Röhren bestückt werden welche eine höhere Anodenspannung verkraften und andererseits mehrere kleinere Endröhren parallel schalten. Der Einsatz grosser Endröhren (Senderöhren) ist hier also nicht sinnvoll. Im Grunde ergibt sich kein nennenswerter Unterschied zur vorherigen Schaltung mit der Doppeltriode 6336 rein auf die Daten bezogen.
Der Vollständigkeit halber noch das Netzteil und die Stückliste.

Netztrafo und Ausgangstrafo sind natürlich Sonderanfertigungen.

richi44
Hat sich gelöscht

#54 erstellt: 20. Feb 2014, 07:44

Nachträge 5 und 6:

Nachtrag 5 habe ich als eigenen Thread unter dem Titel Ultralinear eingestellt (

http://www.hifi-foru...rum_id=42&thread=108 ). Einige der dort erwähnten Fakten waren bereits in der „Röhrentechnik“ enthalten und andere sind im Nachtrag 6b vorhanden.

In Nachtrag 6a habe ich die Berechnung der Verstärkung einer Pentode und einer Cascode-Schaltung nochmals unter die Lupe genommen und dabei eigene Fehler entdeckt, die mich bei der Berechnung einer RIAA-Entzerrerschaltung in die Irre geführt haben. Dies sollte damit nicht nur für mich erklärt und erledigt sein.
Ich muss hinzu fügen, dass ich weder im Internet noch in den mir zur Verfügung stehenden Fachbüchern Hilfe erfahren konnte. Der Weg zum Ziel führte also über eigene Überlegungen und Vergleichen mit praktischen Schaltungen zu den hier veröffentlichten Ergebnissen.

An dieser Stelle noch ein Hinweis:
Ich habe nun mehrfach versucht, den Beitrag einzustellen. Mit dem Internet-Explorer war ein Hochladen von Bildern nicht möglich, mit Google oder Firefox hat es zwar geklappt, wenn ich die Bilder zuerst in die Galerie übernahm. Nur, regelmässig beim zweitletzten Bild stürzte die Sache ab, sodas ich gezwungen bin, den ganzen Beitrag aufzuteilen.

Nachtrag 6a

Ich habe mich gefragt (und nicht nur ich), wie eigentlich die Verstärkungsberechnung bei einer Pentode aussieht.
Die Rechnung bei der Triode ist bekannt, sie lautet

V = Mü mal Ra durch Ri plus Ra.

Und da Mü = S mal Ri ist, sieht die Rechnung so aus:

V = S * Ri * Ra
Ri + Ra

Wir können uns vorstellen, dass eigentlich eine Ausgangsspannung zustande kommt, wenn wir den Strom durch den Anodenwiderstand Ra verändern. Und diese Veränderung geschieht durch die Ansteuerung des Gitters und funktioniert mit einer bestimmten Grösse, nämlich S. Diese besagt, wie gross die Stromänderung bei einer Gitterspannungsänderung wird. V wäre also S mal Ra.

Wir wissen, dass eine Pentode mehr verstärkt als eine Triode. Und wir wissen, dass auch eine Pentode eine Steilheit S besitzt und dass wir einen Anoden- oder besser bezeichnet als Arbeitswiderstand Ra haben. Also könnten wir auch hier V = S * Ra rechnen, und wir wissen auch hier, dass diese Rechnung nicht stimmt. Und wir wissen ausserdem, dass das Schirmgitter die Wirkung der Anodenspannung auf den Elektronenstrom abschirmt, daher der Begriff „Schirmgitter“.
Nun stellt sich die Frage, wie so was denn zu berechnen sei….

Wir haben bei der Triode den Durchgriff (weil wir kein Schirmgitter haben) und damit wird V kleiner als S * Ra.

Wenn wir eine Rechnung aufstellen wie die folgende:

V = S * Ri * Ra
Ri + Ra

So können wir mal beliebige Werte für die einzelnen Funktionen einsetzen (ob sie möglich sind oder nicht). Nehmen wir wieder die Werte der ECC83, so hätten wir in der obigen Formel

V = 1.25 * 80 * 220 (22000)
80 + 220 (300) = 73.333

Der Unterschied zwischen V = S * Ra und der Berechnung nach der Formel ist ein Faktor von 3,75.
Dies gilt natürlich nur, wenn S, Ri und Ra in diesem Verhältnis zueinander stehen. Die 3.75 gelten also nicht generell!

Ändern wir einen anderen Werte (für S = 5), so bekommen wir über dem Bruchstrich
5 * 80 * 220 (88000) und unter dem Strich die bisherigen 300. Wir haben aber auch ein viel grösseres Mü (S*Ri) von „unmöglichen“ 400 (gegenüber 100 wie es real bei der Röhre ist). Dies ist unwahrscheinlich und die Rechnung ergäbe eine Verstärkung von 293.333.
S * Ra würde dabei sogar 1100. Wir hätten aber auch hier einen Faktor von 3.75 zwischen Formel und S * Ra.

Jetzt belassen wir es mal bei S = 1.25mA/V und Ri = 80k, erhöhen aber Ra auf 470k
Dies ergäbe einmal 1.25 * 470 = 587.5 für S * Ra
und bei der Berechnung von V nach der Formel
V = 1.25 * 80 * 470 / (80 + 470) = 85.4545

Dies gibt einen Faktor zwischen S * Ra und der Formel von 6.875. Daraus schliessen wir, dass wir mit einem grösseren Ra an derselben Röhre zwar eine geringfügig höhere Verstärkung erreichen können, dass aber die Differenz zwischen vereinfachter Faustformel und richtiger Berechnung grösser wird.

Ich habe hier mal eine Grafik. Auf der Horizontalen hätten wir die Anodenspannung U und auf der Vertikalen den Anodenstrom I.
Grün sehen wir eine schräg verlaufende Gerade, welche einen realen Widerstand darstellt. Sie beginnt unten links bei Null und verläuft so, dass mit jeder Spannungszunahme eine entsprechende Stromzunahme resultiert.

Wir sehen weiter eine rote horizontale Linie, welche darstellt, dass sich der Strom nicht ändert, sondern unabhängig von der Spannung gleich bleibt. Es handelt sich folglich um eine Konstantstromquelle mit dem Ri unendlich.

Und letztlich haben wir eine violette vertikale Linie welche die ideale Spannungsquelle symbolisiert mit einem Ri von Null. Hier ist die Spannung unabhängig vom Strom.

Aus dieser Grafik können wir ableiten, dass eine ideale Stromquelle mit unendlichem Ri keine Rückwirkung der Spannung auf den Strom besitzt und dass eine Röhre mit diesem Verhalten folglich keinen Durchgriff hat. Die Folge wäre eine Verstärkung = S * Ra, also das, was wir eigentlich anstreben.

Doch zurück zu den Berechnungen. Jetzt könnten wir mal versuchen, Ri von 80k auf 320k zu vergrössern.
Ra bliebe bei 220k und S bei 1,25mA/V.
Die „Faustformel“ S * Ra = V würde gleich bleiben (S und Ra sind unverändert) bei 275, in der Formel aber gäbe es Änderungen. Diese würde dann lauten:

V = S * Ri * Ra / (Ri + Ra) = 1.25 * 320 * 220 (= 88000) / (320 + 220 = 540) = 162.963
Der „Fehlerefaktor“ hat sich auf 1.6875 verringert.
Daraus können wir schliessen, dass wir mit einem grösseren Ri näher an die theoretische Verstärkung von S * Ra kommen (wie bereits vermutet).

Würden wir rein hypothetisch einen Ri von 5000k (also 5M) annehmen, dann würde die Rechnung wie folgt aussehen, einmal

S * Ra = 1.25 * 220 = 275

Und einmal nach der Formel

1.25 * 5000 * 220 (1‘375‘000) / 5220 = 263.41

Der „Fehlerfaktor“ ist damit nur noch 1.044
Und damit kommen wir in die Grössenordnung einer Pentode. Wir müssten also versuchen, den Ri zu vergrössern. Und dies, ohne S zu verkleinern. Das ist eigentlich nicht machbar.

Und wie sieht es in der Praxis aus?
Nehmen wir eine Triode und bestücken sie nach der Faustformel Ra = 2 bis 3* Ri, so wird Ra 160 bis 240k.
Wir haben gesehen, dass wir mit einem grösseren Ra eine höhere Verstärkung bekommen (im Maximum einmal S * Ra als absolutes Maximum, andererseits aber auch S * Ri = Mü als realistisches Maximum). Hätten wir einen Ra von 10 * Ri, kämen wir etwas näher an die Verstärkung von Mü, aber wir hätten an diesem ohmschen Widerstand auch einen höheren Spannungsabfall. Damit wäre entweder die Anodenspannung nicht mehr praxisgerecht (viel zu klein) oder die Betriebsspannung müsste um ein Vielfaches angehoben werden. Dies ist einmal gefährlich und andererseits unzulässig, weil bei einer kalten Röhre kein Strom fliesst und damit beim Aufheizen die maximale Anoden-Katodenspannung weit überschritten würde.

Und bei der ECC83, die ich hier als Beispiel verwende, kämen wir keinesfalls über eine Verstärkung von 100 hinaus, denn so gross ist Mü! Bleiben wir bei einem Ra von meinetwegen 680k bei einer Speisung von 500V, dann wäre eine Verstärkung von 89.5 möglich. Das sind noch keine 100 und schon gar nicht 850 (S * Ra)
Wir können es drehen und wenden wie wir wollen, eine höhere Verstärkung, also näher bei V = S * Ra erreichen wir nur mit einem grösseren Ri.

Bei der Pentode (wenn ich eine der ECC83 vergleichbare Pentode nehmen kann, so ist es am ehesten die EF86) habe ich unter vergleichbaren Verhältnissen einen Ri von rund 1.25M, gegenüber 80k der ECC83. Vergleichbare Zustände wären 1mA Ia bei der EF86, ein Ra von 220k, eine Speisung von 250V und eine Ua von 100V.
Bei der Verstärkungsformel wären also massgebend ein S von 1.2mA/V, ein Ri von 1250k und ein Ra von 220k. Im Datenblatt ist jeweils noch der nachfolgende Gitterableitwiderstand von 680k berücksichtigt. In der Verstärkungsberechnung muss also Ra mit 166.2k eingesetzt werden (Parallelschaltung von 220k mit 680k). Dann bekämen wir folgende Daten:

V = S * Ri * Ra / Ri + Ra = 1.2 * 1250 * 166.2 (249‘300) / 1416.2 = 176

Das Datenblatt nennt eine Verstärkung von 180, also liegt Rechnung und „durchschnittliche Praxis“ dicht beisammen, oder anders gesagt: Die Formel gilt nicht nur für Trioden, sondern auch für Pentoden!

Zu ergänzen wäre, dass S * Ra eine Verstärkung von knapp 200 ergibt.

Zu beachten ist nun, dass ich den Ri aus der Kennlinienschar heraus gelesen habe und zwar bei jenen Werten für Ua und Ia, welche auch der Praxis entsprechen. Die Angaben im Datenblatt nennen einen Ri von 2500k, also einen Wert, der um 100% zu hoch ist! Es macht somit durchaus Sinn, Ri jeweils aus den Kennlinien heraus zu lesen. Und auch die Steilheit differiert zwischen der Angabe im Datenblatt und jener aus der Kennlinienschar. Aber auch Ua ist unterschiedlich und daher die Abweichungen bei S und Ri!

Fakt ist, dass wir für eine Verstärkung nahe am theoretischen Maximum von S * Ra eine Röhre benötigen mit möglichst grossem Ri.
Jetzt wissen wir, dass wir bei einer üblichen Spannungs-Gegenkopplung eine Reduktion des Ri bekommen. Also ist die Spannungsgegenkopplung der falsche Weg. Verwende ich aber bei einer Triode (oder Pentode) eine Stromgegenkopplung, so steigt der Ri an. Das widerspricht aber der Tatsache, dass eine höhere Verstärkung mit einem höheren Ri einher geht. Eine Stromgegenkopplung führt wie jede andere Gegenkopplung auch zu einer Verstärkungs-Verringerung.

Die Stromgegenkopplung resultiert aus einem wirksamen (also nicht überbrückten) Katodenwiderstand und die Vergrösserung des Ri berechnet sich aus dem Ri aus dem Datenblatt, zuzüglich jenem, der aus Mü mal Rk gebildet wird (Ri‘).
Im Grunde kann man die Verstärkungsrechnung erweitern, indem man über dem Bruchstrich den Ri aus dem Datenblatt (oder der Kennlinienschar) anwendet, unter dem Bruchstrich aber eine Summe aus Datenblatt-Ri plus Ri‘.

Nehmen wir einen Rk von 2.2k (für die ECC83), so ergibt dies einen Ri‘ von 100 * 2.2 = 220k
Die V-Formel sieht dann wie folgt aus:
V = S * Ri * Ra / (Ri + Ri‘ + Ra) = 1.25 * 80 * 220 (=22000) / 520 = 42.3

An dieser Stelle nochmals eine kurze Rechnung:
Nehmen wir wieder die obige Ausgangslage, so ist klar, dass die Steuerspannung von meinetwegen 10mV Gitterspannungsänderung (bezogen auf die Katode) eine Stromänderung von 0.0125mA zur Folge hat. Eine Stromänderung dieser Grösse ergibt am Anodenwiderstand eine Ausgangsspannung von etwa 733mV. Am Katodenwiderstand entsteht aber ebenfalls eine Spannung, denn auch da ändert sich der Strom um eben diese 0.0125mA. Und da Rk 1/100 von Ra ist, bekommen wir an ihm eine Spannung von 7.33mV. Diese Spannung müssen wir ebenfalls ausgleichen. Das bedeutet, dass wir, um die 10mV Ugk zu erreichen, am Gitter gegen Masse gemessen eine Spannung von 17.33mV zuführen müssen. Und daraus entsteht dann die Ausgangsspannung von 733.33mV. Diese Ausgangsspannung geteilt durch die nötige Eingangsspannung von 17.33mV ergibt eine Verstärkung von 42.316, also genau wie oben in der V-Formel.

Wir haben nun gesehen, dass wir mit einem höheren Ri eine grössere Verstärkung erreichen können, dass wir aber andererseits einen höheren Ri nur entweder mit einem Schirmgitter erreichen oder durch eine Stromgegenkopplung, welche ihrerseits die Verstärkung reduziert. Also müssten wir einen „Trick“ finden, um aus der Triode eine Pentode zu machen. Dies ist die Cascode-Schaltung.

Wir haben dazu zwei Trioden funktionsmässig in Serie. Und wir würden gerne die beiden Röhren einzeln betrachten und die Verstärkung auch einzeln berechnen und dann multiplizieren. Nur damit kommen wir nicht zum Ziel.
Wenn wir uns die obige Schaltung ansehen, dann haben wir eine untere Röhre, welche angesteuert wird. Dies geschieht mal angenommen mit 10mV zwischen Gitter und Katode. Und weil Rk mit einem Elko überbrückt ist, können wir die 10mV auch als Spannung zwischen Gitter und Masse annehmen.
Und egal, was weiter passiert, haben wir dank der Serieschaltung nur einen Strom, der ebenfalls in der oberen Röhre und im Arbeitswiderstand fliesst. Es gibt keine andere Möglichkeit.
Wenn wir am Gitter 10mV Änderung haben und eine Steilheit S von 1.25mA/V dann muss sich der Strom eigentlich um 0.0125mA ändern. Bei nur einer Triode käme dabei eine sich ändernde Anodenspannung heraus, nämlich die gewollte Ausgangsspannung. Dabei hätte aber diese Ausgangsspannungs-Änderung eine Rückwirkung (Durchgriff D = 1/Mü) zur Folge, sodass die Stromänderung als Folge der Ansteuerung nicht mehr 0.0125mA werden könnte, sondern um rund 1.364 mal weniger (0.009164mA). Die Verstärkung könnte dann 73.333 sein und nicht 100 (Mü) und schon gar nicht 275 (S * Ra).
Damit wäre die Anodenspannungs-Änderung 733.33mV

Wenn wir nun von einer „konstanten“ Anodenspannung ausgehen, dann gibt es keine Rückwirkung. Dann könnte V wirklich S * Ra sein.
Betrachten wir auf dem Schaltbild die obere Röhre, so liegt deren Gitter auf einer festen Spannung. Die Ansteuerung geschieht also über die Katodenspannung. Und auch diese Röhre hat ein S von 1.25mA/V. Wenn wir also wie bei der unteren Röhre eine Ansteuerung von 10mV für eine Stromänderung von 0.0125mA benötigen, so bedeutet dies, dass sich die Katodenspannung der oberen Röhre um 10mV verändern muss (die Rückwirkung D nicht eingerechnet, mit Einrechnung des oberen Durchgriffs kämen wir auf eine Katodenspannungsänderung von etwa 13.64mV).

Damit bekommt die untere Röhre nicht eine Anodenspannungs-Änderung von 733.33mV, sondern nur eine von 13.64mV. Und damit nimmt natürlich die Wirkung von D(unten) ab. Wir kommen damit S * Ra deutlich näher.

Die Berechnung der Verstärkung wäre dann:
Ug Soll 10mV, Einfluss aus D(unten)= 0.01 * 13.64mV = 0.1364mV,
Ug ist = 10.1364mV.
V wäre somit um den Faktor 1.01364 kleiner als das theoretische S * Ra.
Konkret müssten wir bei 275 / 1.01364 = 271.3 landen.

Wir können die Sache aber auch mit der Verstärkungsformel berechnen. Dazu müssen wir beachten, dass der Ri der oberen Röhre zunimmt, denn sie hat als Rk die untere Röhre mit ihrem Ri. Und damit ergibt sich für die untere ein Ri von 80k (laut Datenblatt), für die obere ein Ri von Ri Datenblatt + Mü * Rk (= Ri unten = 80k) = 80 + 100*80 = 80000 + 80 = 80080k
Als S ist jenes der unteren Röhre massgebend. Dieses wird um die Wirkung ihres Durchgriffs verringert, sodass S mit 1.2332 angenommen werden kann.

Die Rechnung sähe somit wie folgt aus:
V = S * Ri * Ra / (Ri + Ra) = (1.2332 * 80080 * 220) 21726024 / (80080 + 220) 80300 = 270.56

Die entstehende Differenz liegt in der mehrmaligen Rundung der Zahlen begründet.

Das wäre die Rechnung der vorgestellten Schaltung mit der ECC83 und überbrücktem Rk. Wir liegen damit deutlich über dem Wert einer EF86 von 180, allerdings auch mit einer höheren Betriebsspannung.

Jetzt könnten wir ausrechnen, was passiert, wenn wir Rk nicht überbrücken. Wir verwenden dazu am besten die Rechnung mit der entstehenden U Rk als Folge des Ik.
Die Basis wäre folgendes:
Ug Soll 10mV, Einfluss aus D(unten)= 0.01 * 13.64mV(=Ua unten) = 0.1364mV,
Ug ist = 10.1364mV.
Aus diesen 10.1364mV entsteht der Ia von 0.0125mA, was eine Ua von 2.75V ergibt.
Dies hat am Rk von 2,2k (ein Hundertstel des Ra) eine Spannung von 0.0125 * 2.2 = 27.5mV zur Folge. Dieser Wert ist zu den 10.1364 zu addieren, was total 37.6364mV ergibt. Daraus entsteht an der kompletten Schaltung die Ausgangsspannung von 2750mV und dies entspricht somit einer Verstärkung von 73.07

Betrachten wir die Sache noch mit anderen Röhren, etwa der EC86

richi44
Hat sich gelöscht

#55 erstellt: 20. Feb 2014, 07:51

(Es wäre angenehm, wenn ich den Beitrag in einem Stück hätte einstellen können, aber dies scheint momentan nicht möglich, daher kommt er halt in Einzelteilen!)

Dann haben wir andere Verhältnisse. Laut Datenblatt ist die Steilheit S = 11.5mA/V,
Ri ist 5.5k und Mü 63.25 und dies alles bei einem Anodenstrom von 7,5mA und einer Betriebsspannung von 500V. S * Ra ergäbe eine maximale Verstärkung von 230

Nehmen wir wieder eine theoretische Gitterspannungsänderung von 10mV an. Dies ergäbe eine Anodenstromänderung von 0.115mA (bei der angegebenen Steilheit von 11.5mA/V) Dies gilt für die obere wie die untere Röhre.
Die theoretische Ausgangsspannung wäre 2.3V, denn der Anodenstrom ändert sich wie erwähnt um 0.115mA und Ra ist 20k.
Nun hat diese Anodenspannungsänderung am Durchgriff (1/Mü = 0.0158103) eine Rückwirkung von 36.364mV. Und weil wir ja die obere Röhre an der Katode ansteuern, ändert sich die Katodenspannung. Und dies um die geforderten 10mV sowie um die Durchgriff-Wirkung von 36.364mV, also total um 46.364mV

Da die untere Anode und die obere Katode verbunden sind, haben wir diese Spannungsänderung auch an der unteren Anode. Und auch da haben wir den Durchgriff von 0.0158103. Folglich bewirkt die Anodenänderung eine weitere Änderung der Gitterspannung von 0.733024mV. Und damit ist für die Ausgangsspannung von 2.3V eine Eingangsspannung von 10.733024mV nötig.

Berechnen wir die Verstärkung (was uns ja eigentlich interessiert), so haben wir 2300mV am Ausgang und 10.733024mV am Eingang. Macht V = 214.3
Die theoretische Verstärkung S * Ra wäre 230, die Abweichung der tatsächlichen zur theoretischen Verstärkung ist ein Faktor von 230 / 214.3 = 1.0733

Jetzt könnten wir noch berechnen was passiert, wenn wir den Rk nicht überbrücken.
Ra ist 20k, Rk 233 Ohm. Damit wäre U Rk 20‘000 / 233 * 2300mV = 26.795mV Wir müssten also zu den normalen 10.733024mV Ansteuerspannung noch 26.795mV hinzu rechnen. Das ergäbe 37.528mV und damit eine Verstärkung von 61.29.

Jetzt habe ich da noch eine Variante, nämlich jene mit der E88CC.

Auch da haben wir wieder andere Verhältnisse. Laut Datenblatt ist die Steilheit S = 9mA/V, Ri ist 3.56k und Mü 32 und dies alles bei einem Anodenstrom von 7,5mA und einer Betriebsspannung von 460V. S * Ra ergäbe eine maximale Verstärkung von 180.

Nehmen wir wieder eine theoretische Gitterspannungsänderung von 10mV an. Dies ergäbe eine Anodenstromänderung von 0.09mA.
Die theoretische Ausgangsspannung wäre 1.8V, denn der Anodenstrom ändert sich wie erwähnt um 0.09mA und Ra ist wiederum 20k.
Da wir ein deutlich verändertes Mü haben (nur 32) ändert sich der Durchgriff entsprechend auf 0.03125. Aus der Ausgangsspannung von 1800mV und dem Durchgriff ergibt sich eine zusätzliche Spannung von 56.25mV. Somit wird die variable Katodenspannung (gleich Anodenspannung der unteren Röhre) 66.25mV
Nun hat diese Anodenspannungsänderung am Durchgriff der unteren Röhre ebenfalls Auswirkungen von 2.0703mV. Das bedeutet, dass wir eine Ansteuerspannung von 12.0703mV benötigen, um die Ausgangsspannung von 1800mV zu generieren. Die Verstärkung wird demnach 1800 / 12.0703 = 149.126

Die theoretische Verstärkung S * Ra wäre 180, die Abweichung der tatsächlichen zur theoretischen Verstärkung ist ein Faktor von 180 / 149.126 = 1.207
Es ist also offensichtlich, dass sich Ri oder Mü deutlich auswirken!

Jetzt könnten wir noch berechnen was passiert, wenn wir den Rk nicht überbrücken.
Ra ist 20k und Rk 533 Ohm. Damit wäre U Rk 20‘000 / 533 * 1800mV = 47.97mV. Damit wird die Eingangsspannung 60.04mV und folglich die Verstärkung ganz knappe 30!

Wir sehen daraus, dass sich nicht alle Röhren (zumindest im Audiobereich) als Cascode eignen und dass, z.B. bei einem RIAA-Entzerrverstärker durch den nicht überbrückten Rk sehr viel Verstärkung verloren geht. Hierfür ist also die E88CC (und ihre Verwandten) nicht unbedingt geeignet. Oder wenn schon müsste man den Katodenwiderstand aufteilen, also einen Teil überbrücken. Das könnte z.B. mit einem nicht überbrückten Rk von 56 Ohm und einem überbrückten 475 Ohm Widerstand geschehen. Dann wäre nämlich die Katoden-Wechselspannung nicht mehr rund 48mV, sondern lediglich 5.04mV, zuzüglich der 12.0703mV Gitterspannung, ergibt eine totale Ansteuerung von etwa 17.11mV. Damit hätten wir eine Verstärkung von 105.2

Ich habe mal eine Schaltung aufgezeichnet, die auf Grund der obigen Berechnungen die nötige Verstärkung bringen sollte.
In der ersten Stufe ist eine Cascode mit zwei EC86 (oder deren Verwndte). Diese sollte es nach meiner Ansicht trotz nicht voll überbrücktem Katodenwiderstand auf eine Verstärkung von 133.5 bringen.
Die zweite Stufe ist ebenfalls eine Cascode mit der ECC88. Diese ist voll verstärkend, also ohne Stromgegenkopplung. Daher kommt sie (gegenüber der vorher berechneten) auf eine Verstärkung von 182.5 und dies, weil sie einen grösseren Ra besitzt und mit einer höheren Spannung betrieben wird. Die Verstärkung hängt bei der Cascode wie bei einer Pentode sehr stark vom Ra ab.

Die Leerlauf-Verstärkung kommt folglich auf rund 24360, benötigt wird eigentlich nur 2000 (66dB) bei den Bässen. Die Eingangsimpedanz des Verstärkers sollte auf alle Fälle grösser als 100k sein, denn die Cascode ist auf niederohmige Last empfindlich. Da könnte allenfalls ein Katodenfolger Abhilfe bringen.

richi44
Hat sich gelöscht

#56 erstellt: 20. Feb 2014, 07:55

In diesem Nachtrag habe ich mit der Berechnung der Pentode begonnen und bin bei der Trioden-Cascode-Schaltung gelandet. Dabei gäbe es noch einiges, das man bei den Pentoden betrachten könnte.

Wenn ich die Kennlinienschar einer Pentode betrachte, so sehe ich, dass deren Abstände unregelmässig sind, was auf Klirr hin deutet.

Weiter ist zu sehen, dass der Schirmgitterstrom dann extrem zunimmt, wenn die Anodenspannung klein wird. Man könnte sich nun den Katodenstrom zusammenrechnen, denn der wird ja aus Ia und Ig2 gebildet. Und es könnte damit durchaus sein, dass dieser einen „vernünftigeren“ Verlauf bekäme. Wir hätten also an der Katode einen Verlauf, der selbst bei sehr geringen Anodenspannungen noch „gut“ aussähe.
Dies ist besonders dann wichtig, wenn wir allenfalls einen nicht überbrückten Katodenwiderstand als Stromgegenkopplung einsetzen. Dies kommt aber eigentlich nur bei Vorröhren in Frage, denn bei Endröhren bekommen wir durch so eine Massnahme einen nicht zu vernachlässigenden Leistungsverlust.

Jetzt haben wir von der Cascode-Schaltung gehört, dass diese quasi eine Pentode ersetzt. Und sie hat dabei noch einen Vorteil, weil es nicht zur Stromaufteilung zwischen Anode und Schirmgitter kommt. Diese Stromaufteilung führt nämlich zu einem sogenannten „Verteilungsrauschen“, das bei der Cascode vermieden wird.
Umgekehrt kann maqn natürlich eine Pentode auch als Triode betreiben, wenn man Anode und Schirmgitter verbindet. Dies ergibt dann eine andere Kennlinie:

Aber auch hier ist, zumindest bei der Endröhre 6550, ein ungleichmässiger Abstand der Linien festzustellen, was immer noch Klirr bedeutet. Und es ist bekannt, dass die Leistung einer Triodenschaltung deutlich geringer ist als jene einer Pentode. Dies ganz einfach darum, weil für einen bestimmten Anodenstrom (z.B. 400mA) eine deutlich höhere Anodenspannung nötig ist (250V) gegenüber der Pentodenschaltung (50V).
Auffällig ist aber auch, dass die Pentode, besonders bei Aussteuerung gegen ihre Betriebsgrenzen (Ua min.) eine deutliche Strom-Stauchung aufweist (K3), im Gegensatz zur Triode.
Dagegen gibt es eine Abhilfe, welche die beiden Betriebsarten Pentode und Tripode verbindet, nämlich die Ultralinearschaltung. Dabei wird das Schirmgitter (bei Endröhren) an einen Abgriff desa Ausgangstrafos angeschlossen, sodass dessen Spannung nicht mehr fest ist. Die Kennlinie verbindet also deutlich die beiden Eigenschaften:

Man sieht, dass es immer noch eine Minimalspannung gibt, die steil erreicht wird und die damit auf einem tiefen Pegel bleibt, dass danach aber die Kennlinien relativ schräg verlaufen, was einem kleinen Ri (für Endröhren idealer) entspricht.

Nehmen wir mal an, wir möchten eine Endröhre am Gitter so antreiben, dass wir ihr eine Katoden-Gegenkopplung verpassen können (die Katode an einen Trafo-Abgriff anschliessen), dann brauchen wir nicht nur die eigentliche Gitterspannung, sondern müssen zusätzlich die Trafo-Spannung mit ausgleichen. Wir brauchen also eine Treiberröhre, welche eine hohe Ausgangsspannung erreicht.
Nehmen wir dazu eine Triode, so ist klar, dass wir da eine relativ hohe Minimal-Anodensdpannung beachten müssen. Nuch oben ist die Beschränkung die maximal zulässige Anodenspannung, nach unten aber die nicht unterschreitbare Minimalspannung. Wir haben aber als Vorteil einen relativ geringen Ri, sodass der Gitterableitwiderstand und die Miller-Kapazität der Endröhre kaum Einfluss haben.
Nehmen wir eine Pentode, so haben wir alles in allem eine längere Aussteuerkennlinie, weil wir eine kleinere Minimalspannung haben, wir haben aber einen deutlich grösseren Ri, sodass die genannten Endröhren-Einflüsse stärker ins Gewicht fallen.

Denkbar wäre nun, als Treiber eine Ultralinear-Pentode einzusetzen. Allerdings ist diese Schaltungsart bei Vor- und Treiberstufen nicht üblich und daher sind keine entsprechenden Kennlinien verfügbar. Rechnen wir aber mal die Innenwiderstände der 6550 aus, so haben wir im Pentodenbetrieb 10K, im Ultralinear 1.75k und bei Triodenschaltung etwa 500 Ohm. Die Minimalspannungen wären bei Pentode und Ultralinear rund 40V, bei Triode aber 250V.
Würden wir das auf die EF86 umrechnen, so bekämen wir im Pentodenbetrieb (laut Kennlinienschar) einen Ri von 5M, bei Triode (ebenfalls laut Kennlinie) einen solchen von 15,05k und das auf UL (mit 43% Wirkung) umgerechnet einen Ri von 53k.
Unter Berücksichtigung des Ra von 220k bei einer ECC83 und bei der EF86 bekämen wir bei der ECC83 einen Schaltungs-Ri von 58.7 mit einer maximalen Ausgangsspannung (laut Datenblatt bei einer Speisung von 400V und einem Klirr von 1,1%) von 38V eff, bei der EF86 aber dürfte dieser Wert bei gegen 48V liegen. Und dies wie gesagt bei einem etwas geringeren Ri!

Dies sind nun nur Mutmassungen und noch keineswegs gesichert. Aber es wäre allenfalls eine Überlegung wert. Und dazu gleich zum nächsten Thema, das ebenfalls nur theoretisch behandelt ist und nicht durch Versuche gestützt wird.

Jetzt folgt eine weitere Abhandlung zum Thema Ultrealinear, und wie zu vermuten ist auch diese in Einzelteilen!

richi44
Hat sich gelöscht

#57 erstellt: 20. Feb 2014, 08:30

Jetzt Nachtrag 6b mit Betrachtungen im Bereich PPP und Ultralinear.

UL contra PPP oder beides oder was?

Die PPP-Schaltung ist schon seit Jahren bekannt, ich erinnere mich an einen Artikel von 1957. (

http://www.schenk-audio.de/eBay-Bilder/20-W-PPP.jpg )
Der Vorteil dieser Schaltung ist, dass erstens der Ausgangstrafo relativ einfach konstruiert ist und (zumindest damals) zum selber wickeln empfohlen wurde. Weiter ist der Aufwand nicht all zu hoch bei angemessener Qualität. Und durch die relativ niederohmige Schaltung ist das Ding auch recht stabil im Betrieb.
Hier eine Bauanleitung von 1960.

http://www.jogis-roe...m_entry.php?id=96885

Das Prinzip ist im Grunde ganz einfach:

Wir haben zwei Röhren mit jeweils ihrer eigenen Stromversorgung. Diese liegen gleichspannungsmässig in Serie (sie bilden einen „Kreis“), die Last liegt jeweils parallel zu den Röhren mit ihren Speisungen.
Wenn man diese Zeichnung „weiter spinnt“ könnte man jeweils zwischen Gitter und Katode das Tonsignal der einzelnen Röhre zuführen. Geschieht dies über eine separate Trafo-Wicklung, so hätte die ganze Geschichte keinen Massebezug.
In der Praxis muss man natürlich einen Ausgangstrafo verwenden. Der wird quasi an Stelle des Lautsprechers angeschlossen. Und man wird ihn mit einem Mittelabgriff versehen, welchen man an Masse legt.
Verfolgt man den jeweiligen Pfad am konkreten Schaltbild, so ist ersichtlich, dass durch den Mittelabgriff des Trafos die halbe Ausgangsspannung an der Anode anfällt und die zweite Hälfte an der Katode. Wenn nun das Steuersignal der Endröhren einen Massebezug hat und nicht jeweils an deren Katoden „fixiert“ ist, so muss das Gittersignal einmal die normale Gittter-Katodenspannung umfassen, andererseits aber auch die Spannung Katode zu Masse, also die halbe Ausgangsspannung. Oder anders gesagt: Die Endröhren-Gitterspannung gegen Masse bezogen muss einiges über 100V gross sein. Das muss eine Röhre erst mal leisten können.
Andererseits ergibt die Halbierung der Ausgangsspannung auf Katode und Anode eine starke Gegenkopplung mit entsprechend geringem Ri und geringem Klirr. Jedenfalls kann man dies annehmen.

Mal angenommen, wir möchten eine Leistung in der Grössenordnung von 45W, dann ist es unabdingbar, eine Endstufenspeisung von rund 400V einzusetzen.
Nun nehmen wir weiter an, wir hätten eine ECC83 als Treiberstufe. Diese ist in der Lage, bis 300V zu verarbeiten. In der Praxis ist damit eine Ansteuerung von etwas über 200V SS realisierbar. Die SS-Spannung an den Endröhren liegt im vorliegenden Fall aber bei rund 320V, die eigentliche Gitterspannung bei 62V. Also müsste die Ausgangsspannung der Treiberröhre 382V erreichen können. Und dies ist eindeutig nicht möglich.

Wenn wir uns nochmals das Original-Schaltbild anschauen so sehen wir, dass die Speisung der Treiberröhre am jeweiligen Röhren-Schirmgitter abgenommen ist. Damit wird über die Verkopplung mit der Röhren-Katode deren Wechselspannungsanteil mit übernommen, sodass an der Treiberröhre nur die eigentliche Gitterspannung von 62V SS generiert werden muss. Damit geht aber die Gegenkopplungswirkung praktisch verloren.

Nun ein anderes Kapitel (zwischendurch). Die Ultralinearschaltung verwendet das Schirmgitter zur Gegenkopplung. Dabei wird dieses an einem Ausgangstrafo-Abgriff angeschlossen. Wären Schirmgitter und Anode verbunden, hätten wir den typischen „Triodenbetrieb“. Hier hat das Schirmgitter nicht die volle Anodenspannung zu verkraften. Es ist aber genau so viel, dass der Klirr optimal gemindert wird und sich der Ri ebenfalls optimal verringert. Kommt hinzu, dass einige Röhren auf diese Betriebsart konstruiert sind (die KT-Typen) und nur durch diese Art der Schirmgitter-Gegenkopplung die Röhren eine relativ gerade Kennlinie aufweisen. Die Schaltung könnte also etwa so aussehen:

Dies zum zweiten Kapitel.

Nun stellt sich mir die Frage, warum nicht die beiden Schaltungen verbinden?

Erinnern wir uns an den PPP, da bezieht sich das eine Schirmgitter auf dessen Katode, die Anode aber auf die andere Katode. Beim ursprünglichen Schaltbild ist daher die Anodenspeisung „ausgekreuzt“.

Die Grundlage wäre eine Schaltung für KT77, also in etwa dieses:

Jetzt müssten wir eigentlich nur die Anoden- und Schirmgitterspeisungen aufteilen und an die jeweiligen Bezugspunkte „anbinden“. Im Original ist das Schirmgitter an die eigene Katode angebunden, im UL müsste es bei 43% der Anodenspannung liegen. Und da durch den Ausgangstrafo jeweils Anoden- und Katodenspannung halbiert werden wäre ein Massenbezug gleichbedeutend einer Ultralinearschaltung mit 50%.
Wenn wir uns den Ausgangstrafo ansehen, dann fallen die diversen Anschlüsse auf.

Da ist nichts mehr mit selber wickeln.

Wir sehen, dass wir Katode 1 haben, was gleichbedeutend ist mit Anoden-2-Bezug. Dann gibt es eine Katode der Treiberpentode 1 mit 65V, dann eine Katode der Treiber-Vortriode 2 mit 16V und schliesslich Masse. Und letztlich das Ganze in umgekehrter Reihenfolge bis zur zweiten Endröhrenkatode.

Weiter gibt es jeweils den Endröhren-Schirmgitter-Bezug mit den selben 16V, wie sie für die Treiber-Vortrioden genutzt werden. Das entspricht ungefähr den 43% Schirmgitter-Wechselspannung. Und natürlich gibt es da auch die Ausgangsspannungen für 4 und 8 Ohm. Und das mit positiver und negativer Phase.

richi44
Hat sich gelöscht

#58 erstellt: 20. Feb 2014, 09:00

Diese Zeilen belegen, dass die Kombination der beiden Schaltungen nicht ganz so einfach ausfallen wird. Hier der eigentliche Eingangs- bis Treiberbereich…

Wir sehen aber auch, dass die fehlende Verstärkung nur teilweise durch sogenannte Bootstrap-Schaltungen aufgefangen wird. So ist die Anodenversorgung und die Katode der Treiberpentode PCL84 auf 65V effektiv hoch gelegt. Damit reduziert sich der Spannungsbedarf am Endröhrengitter von 134V auf 69V und das schafft die Pentode alleweil ohne nennenswerten Klirr. Und andererseits wirkt an der Endröhre immer noch eine Gegenkopplung mit Faktor 2.06, was somit Klirr und Ri um diesen Faktor reduziert. Davor sitzen die Trioden der PCL84, welche sich auf eine Spannung von 16V beziehen. Folglich muss die vorgeschaltete Differenzstufe aus ECC83 16.7V liefern, was sie problemlos schafft. Vor dieser Differenzstufe sitzt noch eine Triode PC86, welche einerseits die Eingangsverstärkung übernimmt und dies dank ihrer ausgezeichneten Linearität fast klirrfrei, zweitend übernimmt sie auch die Zuführung der Gegenkopplung und sorgt damit für die geringen Verzerrungswerte und Frequenzgangfehler.

Hier ist zunächst zu erwähnen, dass die Gittervorspannung der Endröhren nur zum Teil fest eingestellt wird. In jedem Katodenzweig haben wir einen 47 Ohm Widerstand, der mit 2200 Mikrofarad überbrückt ist.
Die Kombination aus automatischer und fester Gittervorspannung führt dazu, dass sich Röhrenalterungen weit weniger schnell und stark auswirken, der Leistungsverlust aber weniger stark ausfällt als bei reiner automatischer Gittervorspannungserzeugung.

Auffällig ist, dass verschiedene Bezugspunkte für die einzelnen Speisungen vorhanden sind. So sind für jede Anode und jedes Schirmgitter eigne Speisungen vorhanden, die sich vor allem durch die Bezugspunkte unterscheiden. Aber auch die Gittervorspannungen, welche röhrengetrennt erzeugt werden, liegen entsprechend an unterschiedlichen Bezugspunkten.

Betrachten wir die Netzteile (welche in der vorliegenden Zeichnung für 4 KT77, also für 90W ausgelegt sind) so ist ersichtlich, dass es einen Heiztrafo und einen separaten Anodentrafo gibt. Natürlich könnte man die Anodenspannung stabilisieren, was aber keine wirklichen Vorteile bringt. Und bei 5 getrennten Hochspannungsnetzteilen wäre der Aufwand doch erheblich. Es reicht aus, die Anodenspannung verzögert über ein Zeitrelais einzuschalten. Und das kann mit einem professionellen Verzögerungsrelais „starstromkonform“ erfolgen.

An dieser Stelle muss noch darauf hingewiesen werden, dass es sicher Rören gibt, welche in Ultralinear betrieben werden könnten, welche sich aber weniger eignen, da ja üblicherweise bei UL die Anoden- und Schirmgitterspannungen gleich sind. In der vorliegenden Schaltung, wo wir separate Speisungen verwenden wäre es möglich unterschiedliche Spannungen für Anode und Schirmgitter einzusetzen.

richi44
Hat sich gelöscht

#59 erstellt: 20. Feb 2014, 09:05

Hier das Netzteil, sowohl in der 45W Fassung als auch für 90W mit 4 Endröhren. Die Netzteile unterscheiden sich vor allem in der Stromliefer-Fähigkeit für die Endröhren. Und da bei höherem Strom auch der Brumm zunimmt sind die Siebungen beim rechten Netzteil verstärkt.

Dies äussert sich auch in der Geräte- Oberansicht. Beim Anodentrafo sind 9 Becherelkos eingezeichnet (500V 470 Mikrofarad) sowie der grössere Ausgangstrafo und 4 KT77, was bei der 45W Variante etwas „abgemagerter“ ausfällt. (Kleinerer Ausgangstrafo, nur zwei Endröhren und nur 5 Becherelkos).

Das Verzögerungsrelais wird vermutlich unter dem Chassis verschwinden.

Erwähnenswert ist noch, dass die PCL84 bei recht geringem Klirr (in Verbindung mit den hochgelegten Katoden) problemlos den Strom für jeweils zwei (oder sogar drei) Endröhren liefern kann. Alles in allem sollte der zu erwartende Klirr in der Grössenordnung von 0.03% liegen, denn durch die Überalles-Gegenkopplung von etwa 20dB müsste sowas möglich sein.

Und an dieser Stelle auch der Hinweis auf die Heizung der P-Röhren. Die PCL84 benötigt als P-Röhre einen Heizstrom von 300mA, was eine Heizspannung von 15V erfordert. Die PC86 hingegen braucht lediglich 3.8V, weshalb zwei Widerstände die Spannung von 6.3V auf 3.8V reduziert.

Natürlich sind die Trafos Spezialanfertigungen, die es so (noch) nicht im Handel gibt. Es gibt aber Trafobauer, welche solche Spezialwünsche erfüllen können.

Sutekh
Stammgast

#60 erstellt: 24. Okt 2014, 11:08

Ich bin gerade dabei, mir dieses schöne Stück Arbeit zu Gemüte zu führen.
Wäre es möglich, die verloren gegangenen Bilder von imageshack in absehbarer Zeit neu einzupflegen?

Ich würde für die Zukunft sowieso gänzlich auf diesen Dienst verzichten.

Ich denke, Interesse wird auch in absehbarer Zeit vorhanden sein.
Liebe Grüße

richi44
Hat sich gelöscht

#61 erstellt: 27. Okt 2014, 08:37

Da es mir aus gesundheitlichen Gründen nicht mehr möglich ist, mich hier zu beteiligen muss ich die Admins bitten, künftige Anfragen mit der Zustellung der PDF-Datei zu beantworten
Dort sind alle entsprechenden Unterlagen (inkl. Nachträge) vorhanden.

Wenn also jemand die entsprechenden Unterlagen haben möchte, wendet Euch an die Admins!

WeisserRabe
Inventar

#62 erstellt: 27. Okt 2014, 11:14

Hoffentlich geht es dir bald wieder besser

Lg

kinodehemm
Hat sich gelöscht

#63 erstellt: 29. Okt 2014, 12:04

Hallo richi

da schliesse ich mich dem Raben in Gänze an!

Deine fundierte und sachliche Art wird mir beim Lesen hier fehlen- (nicht nur!) daher solltest du schnell wieder auf den Damm kommen!

Ich drücke die Daumen!

polly22
Neuling

#64 erstellt: 28. Aug 2022, 16:43

Wow, ist ein super Werk von richi44
Besteht die Möglichkeit die Grafiken hinter den Platzhaltern einzusehen? Dies wäre sehr hilfreich.

polly22
Neuling

#65 erstellt: 28. Aug 2022, 16:55

#50 erstellt: 31. Aug 2011, 07:28 Antworten Zitat
Eine kurze Antwort noch: Wenn ich die Röhre vermitteln will, so steht diese im Mittelpunkt. Die eigentlichen Schaltungen und deren Erklärung und allenfalls Berechnung ist im ganzen Thread erst viel weiter unten aufgeführt. Also ist es eigentlich logisch, dass dort, wo die Gegenkopplung "untergebracht" ist noch nicht von Röhrenschaltungen die Rede ist.

Und noch etwas: Die ganze Abhandlung gibt es als PDF und da sind dann auch alle Bildchen drin, die hier z.T. fehlen.
Weil ich diese PDF hier nicht einstellen kann ist es nötig, dass mir bei Interesse die eigene Mailadresse zugestellt wird, dann kann ich die PDF zusenden.

Hat jemand von euch das genannte PDF-Dokument?
Ich hätte starkes Interesse daran.

polly22
Neuling

#66 erstellt: 28. Aug 2022, 17:08

Wow, ist das ein super Werk von richi44

1) Besteht die Möglichkeit die Grafiken hinter den Platzhaltern einzusehen? Dies wäre sehr hilfreich.

2) Hat jemand von euch das genannte PDF-Dokument? ... siehe Text unten
Ich hätte starkes Interesse daran.

Eine kurze Antwort noch: Wenn ich die Röhre vermitteln will, so steht diese im Mittelpunkt. Die eigentlichen Schaltungen und deren Erklärung und allenfalls Berechnung ist im ganzen Thread erst viel weiter unten aufgeführt. Also ist es eigentlich logisch, dass dort, wo die Gegenkopplung "untergebracht" ist noch nicht von Röhrenschaltungen die Rede ist.

Und noch etwas: Die ganze Abhandlung gibt es als PDF und da sind dann auch alle Bildchen drin, die hier z.T. fehlen.
Weil ich diese PDF hier nicht einstellen kann ist es nötig, dass mir bei Interesse die eigene Mailadresse zugestellt wird, dann kann ich die PDF zusenden.

pragmatiker
Administrator

#67 erstellt: 28. Aug 2022, 17:10

Da ist wegen der Endgültigkeit und Unumkehrbarkeit des Weges, auf dem sich jeder von uns befindet und dessen Ende Richi schon vor einiger Zeit erreicht hat, nichts mehr zu machen.

http://www.hifi-foru...m_id=111&thread=5014

Grüße

Herbert

[Beitrag von pragmatiker am 28. Aug 2022, 17:16 bearbeitet]

polly22
Neuling

#68 erstellt: 28. Aug 2022, 17:16

Ja, dies ist sehr traurig und sehr schade, dass so ein profundes Wissen verloren geht.

Unter Umständen hat noch jemand in diesem Forum das von richi angesprochenen PDF-Dokument. Daran wäre ich sehr interessiert.
Die Hoffnung stirb zuletzt.

pragmatiker
Administrator

#69 erstellt: 28. Aug 2022, 17:56

Soweit ich es mitbekommen habe, war Richi sehr auf den Schutz seiner Identität bedacht und hat deswegen nicht viel aus der Hand gegeben, dessen Herkunft zurückzuverfolgen gewesen wäre. Ich würde mir deswegem keine allzugroßen Hoffnungen machen......

Grüße

Herbert

WeisserRabe
Inventar

#70 erstellt: 28. Aug 2022, 19:24

ich hab die pdf noch, schick mir eine PN mit deiner Mailadresse, dann schick ich dir die pdf dort hin

polly22
Neuling

#71 erstellt: 15. Sep 2022, 13:52

Leider habe ich keine Berechtigung ein eigenes Thema zu erstellen, obwohl ich registriert und angemeldet bin. Daher wähle ich den Umweg über "antworten". Ich habe von WEIßER-Rabe das PDF-Dokument Röhrentechnik von richi44 erhalten. An dieser Stelle nochmals meinen herzlichsten Dank für die Übersendung.
Ich habe ein Verständnis-Problem mit einer Schaltung:
*** Richi gibt den finalen Ri mit 197,2k an. Wenn ich rechne, kommt jedoch der Wert 198k heraus:
- [(Rk.gesamt x Mü) + Ri.Röhre] parallel zu Ra >> [(19k x 100) + 80k] zu 220k = 198k |Mü=100| : Richi = 197,2k

Wo könnte mein Fehler liegen.
Ich bedanke mich für eure Hilfe . . .