Es brummt - Ich brauche mal Ideen

Moin Andy,

Brummt es auch mitKurzschluß (Gitter an Masse) am Eingang?

Gruß, Matthias

Servus AndyGR42,

AndyGR42 (Beitrag #1) schrieb:

Heizungssymmetrie gemessen

wie denn? Schon mal probiert, die Heizungssicherung F3 (4[AT]) - über deren Sinn oder Unsinn man ja ohnehin trefflich diskutieren kann - zu überbrücken (sehr niederohmig)? Der Kaltwiderstand so einer 4[AT] 5 x 20[mm] 250[V] Feinsicherung (ohne die Übergangswiderstände des Sicherungshalters, die da noch dazukommen) liegt in der Gegend von 17[mOhm] https://www.littelfu...13_datasheet.pdf.pdf . Damit kommt man bei einem Summenheizstrom von 3,8[A] (2 x KT88, 1 x ECC82, 1 x ECC83) bei einer kalten Sicherung auf einen Spannungsabfall von ca. 65[mV] an der Sicherung. Nur: bei 3,8[A] bleibt diese Sicherung nicht kalt - und die Übergangswidestände zum Sicherungshalter sind auch noch zu berücksichtigen. Durchaus möglich, daß da in Summe 100[mV] oder mehr an der Sicherung samt Halter stehenbleiben. Und um diesen Spannungsabfall ist die Heizung desymmetriert, weil: Der Symmetrierungsspannungsteiler R34 / R35 liegt vor dieser Sicherung F3 und kriegt damit von diesem Spannungsabfall nichts mit. Bei der ECC82 und bei den KT88 dürfte das keine Rolle spielen - bei der ECC83 mit ihrer hohen Leerlaufverstärkung aber vielleicht schon - und wenn Du die rausziehst, ist ja wohl Ruhe.

Schon mal probiert, R34 und R35 (je 56[Ohm]/3[W]) durch ein Drahtpotentiometer ("Entbrummer") 100[Ohm] https://www.reichelt...-lin-100-p54290.html zu ersetzen und den Brumm damit auf ein Minimum einzustellen?

AndyGR42 (Beitrag #1) schrieb:

Eher überlagert mit etwas höheren Frequenzen, aber 50Hz in der Basis.

Wenn es wie ein "Sirren" mit 100[Hz] Grundfrequenz klingt: Da kommen dann auch noch Gleichrichterverzerrungen des Anodenspannungsgleichrichters in Betracht, die einen Oberwellengartenzaun auf der Anodenspannung hervorrufen können. Gibt es eigentlich einen Grund, warum der Anodenspannungsgleichrichter aus so brettharten (sprich: differentiell niederohmigen) 10[A] Dioden besteht - wo doch die fließenden Spitzenströme angesichts eines Ladekondensators von grade mal 47[µF] (C14) sehr moderat sein dürften? Viel hilft da nicht immer viel.....

Befindet sich der Massesternpunkt - so, wie das das Schaltbild vermuten lassen könnte - am kalten Ende der Eingangsbuchse X1? Das könnte insbesondere für eventuelle durch den bipolaren Kondensator C1 (10[µF] / 600[V]) fließende Brummströme interessant sein: Erzeugen diese Ströme im der Anschlußverdrahtung des negativen Pols von C1 einen Spannungsabfall, den der Eingang des Verstärkers "sieht", dann wird dieser (Brumm)spannungsabfall halt hochverstärkt (und zwar auch bei kurzgeschlossenem Eingang).

AndyGR42 (Beitrag #1) schrieb:

Die Eingangsstufe scheint sehr empfindlich zu sein. Ich kann leise GSM Signale meines 4m entfernten Smartphone im Lautsprecher hören

Hier dürfte bereits ein Serienwiderstand von 10[kOhm] vor dem Gitter von V1A (ECC83) Wunder wirken. Zusammen mit der Millerkapazität dürfte da bei einer angenommenen Leerlauf-Spannungsverstärkung der ersten Stufe von ca. 28[dB] eine wirksame Eingangskapazität von ca. 40[pF]...50[pF] am Gitter von V1A anstehen. Mit einem 10[kOhm] Widerstand vor ca. 50[pF] Kapazität kommt da ein Tiefpaß mit einer -3[dB] Grenzfrequenz von ca. 318[kHz] mit einer Steilheit von -6[dB] / Oktave zusammen - d.h. bis zu Eingangsfrequenzen von ca. 32[kHz] dreht dieser Tiefpaß weder an der Amplitude noch an der Phase des Eingangssignals rum - und bei 10[MHz] stehen da am Gitter von V1A bereits ca. 33[dB] Dämpfung an.

Grüße

Herbert

Moin Matthias.

Ja, habe ich getestet. Die Chinch Buchs ist (vor dem Koppelkondensator) kurzgeschlossen und ich habe auch das Gitter der erste Triode direkt auf Masse gelegt. Es verändert das Brummen kein bisschen. Allerdings nicht das der 2. Das wäre vielleicht auch nochmal einen Versuch wert.

Danke, Andy

Guten Morgen Herbert

Vielen Dank für die ausführliche Antwort. Und direkt eine Entschuldigung, dann in diesem Detail ist der Plan falsch. Die Sicherung liegt VOR der Symmetrierungswiderständen. Ich habe das Detail nicht für so wichtig angesehen und schlicht falsch gezeichnet. ABER: Zwischen Trafo / Sicherung und dem Rest der Schaltung liegen gut 1,2m Kabel. In diesem Kabel sind die Wechselspannungen von Anode und Heizung zusammengefast. Gleichrichtung und Siebung finden ebenfalls im Verstärker selbst statt. Das kann natürlich ähnliche Auswirkungen haben. R34/R35 sind quasi identisch ausgemessen, ich werde es aber auch mal mit einem Poti probieren. Ich teste auch mal die Heizung separat von der Anoden Spannung zu führen.

Danke, Andy

Hallo Herbert.

Hier hat sich wohl meine Antwort mit deinem Edit überschnitten. Ich werde die Punkte mal systematisch abarbeiten. Vielen Dank dafür.

Zu den Dioden. Bei der Auswahl stand vor allem die Spannungsfestigkeit im Vordergrund. Fast automatisch sind die Dinger dann auch hoch belastbar. Hast Du einen Tipp welcher Dioden Typ sich hier besser eignen würde?

Grüße

Andy

Nabend

Zunächst muss ich mich korrigieren. Bei Gitter auf Masse ist das Brummen quasi weg. Mit dem Ohr auf dem Lautsprecher immer noch wahrnehmbar, aber ausreichend leise. Eventuell war bei der ersten Messung die Klemme auf der Isolierung der Zuleitung. Das ist da etwas eng. Legt man das andere Ende des Messkabel nicht auf Masse, so wird es lauter.

Ich habe mal testweise das Signalkabel vom Gitter abgelötet und nur den Gitterableitwiderstand dran gelassen. Das Brummen wird deutlich lauter. Dadurch lasst sich das Signal besser darstellen und es sind die 100Hz vom Gleichrichter. Nun habe ich schon mit Snubber oder parallel Kapazitäten getestet, das ergab aber keine Verbesserung. Hier mache ich morgen mal weiter.

Mon Andy,

Dachte ich mir...
Mach doch mal den Gitterableitwiderstand auf eine passende Eingangsimpedanz einer Endstufe... so 47k oder 100k. Wenn man hier zu hochohmig ist, fängt man sich schnell Müll ein.

Gruß, Matthias

Dioden: BY2000... die reicht fast immer

.....oder BY448......die ist etwas "weicher" und hat deutlich weniger Sperrstrom. Mit der hab' ich nur gute Erfahrungen. https://www.vishay.com/docs/86006/by448.pdf

Grüße

Herbert

Hallo zusammen

Danke für die Tipps. Ich habe mal beide Dioden bestellt.

Ansonsten hilft ein 100k Gitterableitwiderstand um das Brummen erheblich zu reduzieren. Das wäre auch ok, wenn es nach dem Anlöten der Signalleitung nicht wieder lauter werden würde. Nicht ganz so laut wie vorher, aber zu laut. Die Signalleitung ist 2-fach geschirmt (Folie und Netz) und möglichst weit weg von allen Störquellen verlegt. Der Schirm ist sauber auf Masse gelegt.

Ich denke, das wird jetzt eher ein Herumdoktern an den Symptomen. Wenn der Gleichrichter die Ursache ist, werde ich erstmal die Dioden tauschen und dann weitersehen.

Grüße,

Andreas

Rolf_Meyer (Beitrag #8) schrieb:

Mach doch mal den Gitterableitwiderstand auf eine passende Eingangsimpedanz einer Endstufe... so 47k oder 100k. Wenn man hier zu hochohmig ist, fängt man sich schnell Müll ein.

Da hat Matthias absolut recht - der 1[MOhm] Eingangswiderstand dieses Entwurfs ("General Electric Company Reference Design") stammt aus einer Zeit, als die Dioden-Demodulatoren von Röhrenradios noch nicht niederohmig belastet werden durften (daher auch der seinerzeitige volkstümliche Name "Diodenstecker" für die 3-poligen 180[°]-DIN-Stecker) - und zu der Zeit kamen Schallplattenspieler auch noch mit hochohmigen Kristalltonabnehmern daher, die auch sehr hochohmige Eingänge sehen wollten (weil ansonsten mit dem Baß Feierabend war).

AndyGR42 (Beitrag #10) schrieb:

Ansonsten hilft ein 100k Gitterableitwiderstand um das Brummen erheblich zu reduzieren

Ich würde da auf 47[kOhm] runtergehen. 47[kOhm] (parallel mit einigen zig Picofarad) ist heute die übliche Line-Eingangsimpedanz von Verstärkern - und heutige Signalquellen sind auf jeden Fall niederohmig genug, um das zu treiben.

Grüße

Herbert

Nabend.

So, das Brummen konnte ich nun auf ein Niveau senken, welches man es mit etwas Abstand nicht mehr wahrnimmt. Dazu haben zu 70-80% die Dioden beigetragen. Der restliche Effekt ist dem Gitterableitwiderstand zuzuschreiben. Wobei es abschließend keinen wahrnehmbaren Unterschied mehr zwischen 100k und 47k gab. Das Poti zur Symmetrierung hatt praktisch null Effekt. Aber Egal, nun isses drin.

Viele, Dank für die schnelle und kompetente Hilfe!

Grüße,

Andy

AndyGR42 (Beitrag #12) schrieb:

Dazu haben zu 70-80% die Dioden beigetragen.

Welcher Typ ist denn jetzt drin? BY2000 oder BY448?

So, das Brummen konnte ich nun auf ein Niveau senken, welches man es mit etwas Abstand nicht mehr wahrnimmt.

Wenn es eher ein Sirren als ein Brummen ist (also auch aus dem Mittel- und Hochtöner zu hören ist), kann je ein keramischer 10[nF] bis 100[nF] Kondensator hinreichender Spannungsfestigkeit (> 1[kV]) parallel zu jeder der Dioden die Situtation möglicherweise noch verbessern.

Interessierte Grüße

Herbert

Hallo Herbert.

Ich habe die 448 genommen, da sie vom Strom her ausreichend ist. Das hatte ich auch nochmal in der Simulation geprüft. Ich hatte auch mal testweise Kondensatoren über die Dioden gelötet. Das brachte nichts. Es waren aber auch MKP 10. Ich guck mal ob ich was keramisches da habe.

Grüße, Andreas

Moin Andy,

Du doktorst da wohl doch an den Symptomen herum...
Ich will es mal vorsichtig ausdrücken... Dein Netzteilentwurf ist eher semioptimal. Sand-Dioden mit Mörderkapazitäten sind an PP nicht zielführend... Im Original-Entwurf sind da 4µF/5H/12,5µF... und das ist völligt asreichend! Dann macht ein (Röhren-) Gleichrichter auch keinen "Oberwellenlattenzaun", der dann mit Snubbers bekämpft werden muß..
Und dann noch die viel zu hohe Verstärkung (500mVeff für 50W! Wie viele mV sind das dann für ein paar hundert mW am Ausgang, wenn man an solch ein Leistungsmonster wirkungsgradstarke Lautsprecher klemmt?) Eine Endstufe soll "angetrieben werden" und nicht so viel Verstärkung haben, daß man da direkt einen MM-Abnehmer dranklemmen könnte (mal von der Entzerrung abgesehen).
Bei heutigen Quellen muß da 20dB Dämpfung her, um diese Endstufe anzutreiben... Da paßt was nicht.

Wenn das beachtet wird, ist auch Brumm kein Problem mehr.

Gruß, Matthias

Bitte noch an folgendes denken: die Leitungen vom / zum Ladekondensator sind mit hohen Stromspitzen belastet. Sie sollten kurz, miteinander verdrillt und weit weg von der eigentlichen Verstärkerschaltung sein.

Guten Morgen Matthias

Rolf_Meyer (Beitrag #15) schrieb:

Du doktorst da wohl doch an den Symptomen herum...

Das ist mir ein Stück weit klar. Die Anforderung an die Leistung war getrieben von meinen vorherigen Lautsprechern. Mittlerweile würde ich, wenn überhaupt, maximal die 30 Watt Version bauen, welche auch wesentlich unkomplizierter ist. Aber das ist durchaus Teil meines Lernprozesses und halt heute nicht zu ändern. Genau wie die Tatsache, dass der Ursprüngliche Entwurf für die damaligen Quellen optimiert wurde und nicht unbedingt auf niederohmige 0dB Quellen. Nun kann ich das nicht ändern, ohne den Verstärker völlig neu aufzubauen. Den Gedanken hatte ich durchaus auch schon, allerdings würde es bei der PP Variante bleiben, da ich halt die (sehr teuren) Komponenten wie AÜ weiter nutzen möchte. Und es würde ins Gehäuse passen. Zudem kann ich dann die oben genannten Punkte von vornherein berücksichtigen. So lange muss ich mich mit der Bekämpfung der Symptome begnügen

Rolf_Meyer (Beitrag #15) schrieb:

Ich will es mal vorsichtig ausdrücken... Dein Netzteilentwurf ist eher semioptimal. Sand-Dioden mit Mörderkapazitäten sind an PP nicht zielführend... Im Original-Entwurf sind da 4µF/5H/12,5µF... und das ist völligt asreichend! Dann macht ein (Röhren-) Gleichrichter auch keinen "Oberwellenlattenzaun", der dann mit Snubbers bekämpft werden muß..

Bei dem Teil kann ich dir nicht ganz folgen. Ich habe mich ganz bewusst gegen einen Röhrengleichrichter entschieden. Auch die Kapazitäten habe ich nicht ausgewürfelt, sondern mit Hilfe verschiedener Quellen und PSU designer ermittelt. Im Laboraufbau waren die Brumm Probleme auch nicht zu erkennen, sonst hätte ich das auch nie so aufgebaut. Im Nachhinein wäre es vermutlich besser gewesen, bei der Drossel zu Gunsten der Induktivität lieber ein bisschen mehr DCR und weniger Belastbarkeit in Kauf zu nehmen. Den Einfluss der Dioden habe ich auch völlig unterschätzt. Mir ist jetzt allerdings nicht ganz klar, welchen Vorteil ein Röhrengleichrichter bei einer PP Schaltung haben soll?

DB (Beitrag #16) schrieb:

Bitte noch an folgendes denken: die Leitungen vom / zum Ladekondensator sind mit hohen Stromspitzen belastet. Sie sollten kurz, miteinander verdrillt und weit weg von der eigentlichen Verstärkerschaltung sein.

Also, bei der Strecke Diode -> Ladekondensator können wir einen Haken machen. Die sind quasi direkt angelötet. Bauart bedingt sieht es bei der Verbindung zur Drossel natürlich anders aus. Ich schaue mal was man hier noch optimieren kann. Verdrillt habe ich es definitiv nicht. Länge und Lage sind weitgehend festgelegt, ist aber ziemlich weit weg von der ersten Stufe.

Danke,

Andreas

P.S.: ich bin bisher immer davon ausgegangen, dass Consumer Audio Signale bei -10dBV liegen. Das wären dann deutlich weniger als 0,5Vrms, die ich als Maximalpegel für die Vollaussteuerung angenommen habe, was -3dBV entspricht. Oder liege ich auch hier falsch?

Servus Andreas,

so richtig "hart" standardisiert ist im Bereich der Consumerpegel meiner Kenntnis nach gar nichts. Die ca. 300[mV] Vollaussteuerungspegel erscheinen mir jedoch eher ein Relikt aus vergangenen Zeiten zu sein (aus der Zeit mit den 1[MOhm] Eingangswiderständen) - heutzutage sind wohl eher Quellenpegel bis zu ca. 2[Veff] in 47[kOhm] Lastwiderstand unsymmetrisch der "Standard", wenn es sich um netzbetriebene Geräte handelt. Bei batteriebetriebenen Geräten - besonders denen, die mit 3[V] (also mit zwei Mignon- oder Microzellen laufen) - mag das anders aussehen, da kenne ich mich nicht im Detail aus.

Am besten, man entwirft seine Eigenbau-Gerätschaften einheitlich für Vollaussteuerungs-Studiopegel (0[dBu] = 775[mVeff] unsymmetrisch (entspricht 1[mW] an 600[Ohm]) bzw. +6[dBu] = 1,55[Veff] symmetrisch) - dann hat man einen einheitlichen Bezugspegel (und dann kann man auch in [dB] anzeigende Pegelmesser direkt zur relativ zum Vollaussteuerungspegel anzeigenden Pegelanzeige verwenden).

Symmetrische, erdfreie Eingänge (also so, wie man das in der professionellen Audiotechnik macht) sind im Hinblick auf Brummminimierung immer vorzuziehen. Deine Schaltung ist ja von vorne bis hinten zum überwiegenden Teil symmetrisch aufgebaut, was gegen schaltungsinternen Brumm bereits eine gute Maßnahme sein sollte. "Wunde" Punkte Deiner Schaltung aus der Sicht der Symmetrie: Die über-alles-Gegenkopplung in die Kathode von V1A und die Gitteransteuerung von V1B sowie das fehlende Pendant zu R3 bei V1B (die sich dadurch ergebende, minimale Arbeitspunktschieflage zwischen V1A und V1B (R3 (100[Ohm]) || R20 (4,7[kOhm]) = ca. 97,9[Ohm]; @ ca. 2,3[V] Kathodenpotential @ R(k) ca. 3,3[kOhm] entspricht das einem Unterschied des Kathodenpotentials zwischen V1A und V1B von ca. 68[mV] = ca. 3% von 2,3[V]) reißen auch die 1%-igen Anodenwiderstände R6 und R7 nicht mehr raus). Bestmögliche Symmetrie (gepaart mit Erdfreiheit) ist allerdings ein wirklich sehr wirksamer Parameter zur Brummunterdrückung. Vielleicht spendierst Du Deiner Schaltung "als Sahnehäubchen" noch einen Eingangsübertrager, der einen symmetrischen, erdfreien Eingang ermöglicht und damit schaltungsexternen Brumm minimieren sollte - die Gleichtaktunterdrückung aller externen Störungen (vom Brumm angefangen bis ins Störspannungs- und HF-Gebiet) macht damit einen riesigen Sprung nach vor.

Sofern der Restbrumm noch irgendwie meßbar sein sollte (ggf. Ohrenvergleich mit einer leisen, "echten" 50[Hz] Quelle): Sind es 50[Hz] oder 100[Hz], die da rumbrummen? Bei 100[Hz] sind in aller Regel Vollwellengleichrichter mit im Spiel - bei 50[Hz] kommt es eher aus der Heizungsecke oder von außen.

Grüße

Herbert

Moin Andy,

...sondern mit Hilfe verschiedener Quellen und PSU designer ermittelt. Im Laboraufbau waren die Brumm Probleme auch nicht zu erkennen, sonst hätte ich das auch nie so aufgebaut. Im Nachhinein wäre es vermutlich besser gewesen, bei der Drossel zu Gunsten der Induktivität lieber ein bisschen mehr DCR und weniger Belastbarkeit in Kauf zu nehmen. Den Einfluss der Dioden habe ich auch völlig unterschätzt. Mir ist jetzt allerdings nicht ganz klar, welchen Vorteil ein Röhrengleichrichter bei einer PP Schaltung haben soll?

Die Frage ist doch, was man mit dem PSU-Designer erreichen will... Und dann simuliert man sich das so hin. Das mit den falsch dimensionierten Netzteilen für PP ist wohl der Fehler, den alle zu Beginn ihrer Röhrenkarriere hinlegen. Ich nicht ausgeschlossen.

Ich habe da mal was simuliert:

Wollte auch mal was mit den KT88 machen. Hier 25 saubere Watt (0,1% Klirr) als Entwurf (nie in die Tat umgesetzt, obwohl 1650R Hammond und KT88 seit Jahren vorhanden).
Da habe ich die Betriebsspannung von 375V mit 20Vpp Ripple beaufschlagt.
Am Ausgang erscheinen, trotz dieses hohen Rippels nur -75dB Brumm! Auf welche Ripplespannung hast Du optimiert?
Ein Klassiker ist das Netzteil der Quad II... Da rippelt es mit 40Vpp auf der Betriebsspannung. Habe aber noch niemanden über Brummprobleme klagen gehört. Da besteht die Siebung für die Endstufe aus nur einem 16µF Kondensator.
Kapazitätsschlachten sind bei SE notwendig, bei PP aber eher weniger. Wenn da zu viel Kapazitätim Spiel ist, wackelt die Betriebsspannung lastabhängig, da die Stromaufnahme gegenüber SE nicht konstant ist. Das Netzteil muß also "flink reagieren" Nach meiner Erkenntnis eignen sich Drosseleingangsfilter mit einer kleinen Siebkapazität am besten. Aber so viel habe ich in PP auch noch nicht gemacht... Gefällt mir klanglich nicht.

Ich lege meine Endstufen immer so auf 2Veff Eingangsspannung aus. Das trifft moderne Quellen am besten... und wenn da etwas mit geringeren Pegel liefern soll, gibt es ja immernoch die Line-Stufe, die ja auch was tun will und nicht immer nur dämpfen...
So bekommt man dann auch Lautstärke-Potentiometer sauber ans laufen und muß sich nicht mit Kanalungleichheiten in der 7-8Uhr-Position rumärgern. Normale Lautstärke soll bei 11-12Uhr erreicht werden und bei 17Uhr die Vollaussteuerung. dann braucht man keine Stepper Attenuatoren mit 0,1% Widerständen oder TVCs... Ein einfaches blaues Alps reicht völlig.

Gruß, Matthias

Servus zusammen,

Rolf_Meyer (Beitrag #20) schrieb:

Ich habe da mal was simuliert

die in dieser Simulation zu sehende Brummspannung von ca. 550[µVss] (= ca. 194[µVeff]) berührt dann gleich die nächste Thematik: Mit normalen Multimetern oder Hobbyisten-Scopes ist derart kleinen Spannungen nicht mehr seriös zu Leibe zu rücken - hier braucht es dann zur qualifizierten Brummspannungsmessung z.B. sowas da (wenn man nicht gleich einen kompletten Audioanalyzer vom Schlage eines UPA3, UPL oder ähnliches auf die Thematik losläßt) - oder was ähnlich empfindliches:



Das gezeigte Gerät (Rohde & Schwarz UPGR) hat als kleinsten Meßbereich 10[µVeff] Vollausschlag (im Bild zu sehen ist das Eigenrauschen dieser Kiste in diesem Meßbereich bei halbwegs niederohmig abgeschlossenem Eingang und ohne Signal sowie ohne besondere Schirmungsmaßnahmen am Eingang, die über ein Koaxkabel hinausgehen). Damit diese Empfindlichkeit nicht durch das Netzteil des Meßgeräts versaut wird, ist erst gar kein Netzteil drin: Das Gerät läßt sich ausschließlich aus Batterien betreiben (da sind eine Menge großkalibrige Monozellen drin, die ca. 1/3 des Gerätevolumens einnehmen). Unsymmetrisch gegen Erde kann dieses Gerät mit 1[MOhm] Eingangswiderstand bis zu 350[Veff] messen - prädestiniert für Röhrenschaltungen. Falls an eine Beschaffung auf dem Gebrauchtmarkt gedacht werden sollte: Nach dem UPGR und nicht nach dem UPGS Ausschau halten - die beiden Gerätetypen sehen sich zum Verwechseln ähnlich, aber das UPGS ist die Sparversion des UPGR und kann deutlich weniger (u.a. nur 20[kHz] statt 100[kHz] Bandbreite).

Wenn man brummindernde Maßnahmen hinsichtlich deren Verbesserung oder Verschlechterung in diesem Spannungsgebiet < 0,2[mVeff] am Lautsprecher qualifiziert beurteilen möchte, kommt man aus meiner Sicht ums Messen nicht rum. Ein Gehörvergleich (grade, wenn mehrere Vergleiche in größerem zeitlichen Abstand stattfinden) ist da mit viel zu vielen Unsicherheiten behaftet (Hörhöhe und Hörabstand, Tagesform / Fitness / Ermüdung des Gehörs, Umgebungsgeräuschpegel usw., usw.) - da dürften schwerlich seriös verwertbare Ergebnisse rauskommen.

Das einzige, was ich mir mit Hobbyisten-Bordmitteln noch vorstellen kann, wenn man nicht über NF-Millivoltmeter oder dergleichen verfügt: Das (idealerweise erdfreie und mit Lautsprecherimpedanz abgeschlossene) Ausgangssignal des Röhrenverstärkers mit einem bestens geschirmten Kabel über den Phono-MM Eingang eines wirklich SEHR brumm- und rauscharmen Halbleiterverstärker (zwei Stunden warmgelaufen, damit dessen Verstärkung sich nicht mehr ändert) knallig hochverstärken und am Ausgang des Halbleiterverstärkers entweder ein Scope oder ein Multimeter anklemmen. Dann den Lautstärkesteller und die Einstellung von Scope und Multimeter so einstellen, daß sich ein vernünftiger Meßbereich mit vernünftiger Anzeige ergibt - danach die Einstellungen aller Geräte nicht mehr verändern. Damit erhält man zwar keine Meßmimik für Absolutgrößen - wohl aber eine sachliche, unemotionale, nicht ermüdende Relativbeobachtungsmimik für die Zustände "besser", "gleich" oder "schlechter" - wobei sich aus dem Verhältnis der gemessenen "vorher / nachher"-Spannungen noch eine Verbesserung oder Verschlechterung in [dB] errechnen läßt.

Rolf_Meyer (Beitrag #20) schrieb:

Hier 25 saubere Watt (0,1% Klirr) als Entwurf.....Am Ausgang erscheinen, trotz dieses hohen Rippels nur -75dB Brumm!

Wenn man diese ca. 194[µVeff] Brummspannung an der 8[Ohm] Lautsprecherlast als (unbewerteten) Fremdspannungsabstand bezogen auf 25[W] Ausgangsleistung in 8[Ohm] (= ca. 14,142[Veff]) angibt, kommt ein durchaus recht ordentlicher Wert dabei raus: ca. -97,3[dB] Fremdspannungsabstand - das ist noch ca. 1[dB] besser als die ca. 96,3[dB] Dynamikbereich einer CD. Bei unbewerteten Fremdspannungsabständen >= -100[dB] bezogen auf ca. 25[W] Vollaussteuerungsleistung in 4[Ohm] geht der Aufwand bei Röhrenverstärkern zur Erzielung eines solchen Fremdspannungsabstands schon gewaltig hoch, wie ich aus eigener (ermessener) Erfahrung weiß. Insofern sind diese ca. -97,5[dB] unbewerteter Fremdspannungsabstand schon eine recht beachtliche Größenordnung - als "A"-bewerteter Geräuschspannungsabstand (der sich als Prospektdatum natürlich toller liest) wären das vermutlich (je nach Zusammensetzung des Störspannungsspektrums) so um die ca. -101,5[dB].

Rolf_Meyer (Beitrag #20) schrieb:

Am Ausgang erscheinen, trotz dieses hohen Rippels nur -75dB Brumm!

@ Matthias: Auf welche Größe in der Schaltung beziehen sich denn diese -75[dB]? Wenn ich die ca. 550[µVss] (LTSpice ist ja nicht in Effektivwerten unterwegs) Brummspannung Deiner Simulation um 75[dB] "aufblase", komme ich auf ca. 3,093[Vss] bzw. ca. 1,094[Veff].....

Grüße

Herbert

Moin Herbert,

Auf welche Größe in der Schaltung beziehen sich denn diese -75[dB]? Wenn ich die ca. 550[µVss] (LTSpice ist ja nicht in Effektivwerten unterwegs) Brummspannung Deiner Simulation um 75[dB] "aufblase", komme ich auf ca. 3,093[Vss] bzw. ca. 1,094[Veff].

Simuliert habe ich die Brummspannung am Ausgang, wenn kein Signal am Eingang anliegt. Also ~220µVeff an Brummspannung am Ausgang, wenn kein Signal am Eingang und Ub mit 20Vpp Brummspannung überlagert ist. Das ändert sich bei Vollaussteuerung (25-30dB) auch nicht...

Gruß, Matthias

Servus Matthias,

ich hab mich wahrscheinlich unklar und mißverständlich ausgedrückt: Also: Die -75[dB] Brummspannung - die ja auch im Brummspektrum bei der 100[Hz] Spitze zu sehen sind - entsprechen ca. 220[µVeff] am Ausgang (mit Lautsprecherimpedanz abgeschlossen, unausgesteuert). 0[dB] wären demnach ca. 1,237[Veff] - nur: LTSpice bezieht 0[dB] default üblicherweise auf 1[Vs]. Und genau darin besteht mein Verständnisproblem: beziehen sich diese -75[dB] auf irgendeinen Referenzpegel (welcher dann der 0[dB]-Pegel ist), der von LTSpice vorgegeben wird - oder auf einen Punkt in der Schaltung, der dann ebenfalls der 0[dB]-Pegelpunkt ist (und wenn ja, auf welchen?).

Grüße

Herbert

Bei LTSpice haben wir dBV, also ist der Bezugspegel 1Veff. -75dBV wären irgenwas bei 170µVeff... lässt sich schlecht ablesen im FFT-Diagramm. Sind bei 220µVeff wohl dann -73dBV... ändert an der Aussage aber nix...

Bei LTSpice haben wir dBV, also ist der Bezugspegel 1Veff

Na, dann paßt's ja halbwegs - danke für die Erhellung! Die Verwirrung kam daher, daß LTSpice in der Time-Domain (also ohne Ausgabe von db-Werten) in Spitzenwerten, und nicht in Effektivwerten rechnet - weil sich die Brummoszillogramme natürlich schlecht in Effektivwerten darstellen lassen.

Grüße

Herbert

Guten Morgen, zusammen

Ich erspare mir mal die Quotes. Erstmal vielen Dank für die ausführliche Beschreibung rund um die Messungen der Brummspannung.

Zum Eingangspegel. Ich habe mich da mal tiefer eingelesen. Ja, es haben sich 2Vrms etabliert, allerdings sind wohl die allermeisten CD's bei weitem nicht bis zum maximalen, digitalen Pegel ausgesteuert, so dass man am Ende irgendwo zwischen 1-1,5Vrms analog herauskommt. Ich hatte für meinen Vorverstärker 0dbV vorgesehen, was mit 1Vrms dann eher am unteren Ende liegt. +3dbV sollten aber auch kein Problem sein. +6dbV müsste ich nochmal durchrechnen.

Ihr habt natürlich recht, die Verstärkung der ersten Stufe ist eigentlich viel zu hoch. Ich überlege gerade ob es nicht Sinn macht, die 12AX7 durch eine 12AU7 zu ersetzen. Bei +3dbV oder mehr sollte die Verstärkung ausreichen. Mal schauen, wie groß der Aufwand wäre.

Über die asymmetrische Gegenkopplung, insbesondere die Frage mit R3 habe ich mich auch schon gewundert. Da hinten dann aber ein sauberes Ergebnis deutlich <0,1% THD (zumindest bis rund 25Watt) rauskommt habe ich mich nicht weiter damit beschäftigt. Ich überlege gerade ob sich ein Umbau lohnt oder ob ich mich nicht mit dem aktuellen Ergebnis, inkl. Brummen, zufriedengebe und im Labor die 30 Watt Version von Grund auf neu baue. Schließlich möchte ich auch mal wieder Musik hören, was mit einem zerlegten Verstärker in der Werkstatt schwierig ist.

Zum Netzteil. Ich habe meine Überlegungen zum Ripple leider nicht digital aufgeschrieben. Ich habe sie aber mit Sicherheit zu niedrig angesetzt, weil mir der Unterschied zwischen SE/PP in diesem Zusammenhang nicht geläufig war. Um das Netzteil zu "beschleunigen" habe ich rund 50% der Kapazität mit MKP abgebildet. Aber wie gesagt, die ganze Rechnung dürfte von Grund auf falsch sein.

@Matthias: welches Spice Model hast Du für den AÜ verwendet? Ich habe da völlig andere Werte, die Messungen stimmen aber weitgehend mit der Simulation überein.

pragmatiker (Beitrag #19) schrieb:

Sofern der Restbrumm noch irgendwie meßbar sein sollte (ggf. Ohrenvergleich mit einer leisen, "echten" 50[Hz] Quelle): Sind es 50[Hz] oder 100[Hz], die da rumbrummen? Bei 100[Hz] sind in aller Regel Vollwellengleichrichter mit im Spiel - bei 50[Hz] kommt es eher aus der Heizungsecke oder von außen.

P.S.: Auch wenn es zunehmend schwerer zu messen ist, dass Ozzi zeigt eindeutig 100Hz als höchsten Pegel mit Spikes an.

Nur um das zu klären, nicht damit hier ein Phantom gesucht wird: der Eingang ist
[_] offen
[_] kurzgeschlossen
[_] an den Vorverstärker angeschlossen

Kurzgeschlossen.

In meinem Büchlein hatte ich noch etwas Interessantes gefunden, in Bezug auf den 100-Hz-Brumm sicher nicht anwendbar aber so fand ich die Untersuchungen interessant. Es geht dabei um (mögliche) Störungen im kHz-Bereich, verursacht durch die Gleichrichterdioden. Der Valvewizard (Merlin Blencowe) empfiehlt hier den Einsatz schneller Dioden also UF4007 anstelle von 1N4007, oder eine zusätzliche schnelle Diode nach der Gleichrichtung, sowie ein Snubber-Glied.
Ich war mal so frei und habe die entsprechenden Buch-Passagen (teilweise) gescannt, ich hoffe dies ist mit Quellverweis so zulässig ...



[Quelle: Merlin Blencowe: Designing High Fidelity Valve Preamps, 2016, p. 374-376]

Viele Grüße
Steffen