Baubericht: Mein (kleiner) Röhrenvollverstärker

HI,
kann dir zwar bei deiner Frage nicht helfen, habe aber selbst eine Frage:
Erst einmal, ein interessantes Projket.
Frage: Sind die Platinen eigenkonstruktionen oder werden die von irgend jemanden Vertrieben?

Mfg
Olaf

Hallo!
Wie schon gesagt, die Endstufenplatinen und Klangregler sind vom Herrn Ritter. Der Vorverstärker ist von analog-metric (jp-200).

Es hat sich in letzter Zeit etwas getan.
Ich habe die Quellenwahl /Lautstärke Platine um einen Ausgangswahl erweitert sodass ich noch einen Entzerrer einschleifen kann.


Den Schaltplan und den Quellcode für den Atmega kann/werde ich, falls interesse besteht, die Tage nachreichen. Angesteuert wird alles über I^2C.

Gestern habe ich den passenden Entzerrer fertig gestellt. Meine Auswahl ist auf den RIAA Entzerrer von richi gefallen.


Das Netzteil für die Röhrenendstufe ist auch fertig geworden. Hierbei hat mir Herr Ritter mit einem Schaltplan sehr geholfen. Ein Bild gibts später, mir fehlen noch die Anschlussklemmen, den Schaltplan

Meinen DAC habe ich auch umgerüstet, diesen kann ich später auch intern zwischen Optisch und SPDIF umschalten. Ein zweites Relais bewirkt die Umschaltung zwischen internem SPDIF (für den Raspberry/Airplay) und externem SPDIF.




Diese werden später am "Powercontroller" angeschlossen welcher auch die größeren Trafos schaltet.

Die ersten Aufgaben am Gehäuse sind auch vollbracht! Die Ausspaarungen für die Röhrensockel sind mit 22,5 bzw 25mm ausgestanzt. Danach wurden die Platinensockel ausgelötet und an die Gehäuse Sockel gelötet Die Kabel sind knappe 5mm lang, daher, so denke ich, sollte es keine Probleme geben. Oder liege ich da falsch? :o
Die Vorstufe wird einfach durchgesteckt. Mir fehlten leider noch 2 Sockel für die Klangregler, die sind jedoch schon auf dem weg

Hab mal wieder etwas weiter gebastelt. Die Ansteuerung für die Nixie Tube ist auch fertig. Mit auf der Platine sind auch der IR Empfänger und zwei Knöpfe für die Kanahlwahl und verschiedenes.



Die Ansteuerung für das Magische Auge ist auch fertig (Hab ich gerade leider kein Bild zur Hand).

Das wars erstmal. Bin erst einmal bis zum 15. im Urlaub

-Patrick

Hallo!
Eine frage habe ich noch. Geplant ist es das man vor jedem Gerät (vorstufe, Endstufe, Klangregler etc) einen Bypass schalten kann. Das ganze wollte ich mit 2-Fach umschaltern realisieren. Meine Fragen dazu sind:

1.sollte man das Signal der Geräte welche man nicht nutzt auf Masse ziehen? Oder ist es egal?
2. Reicht es wenn man einen Umschalter vor das Gerät macht oder sollte man auch den Ausgang vom Signalweg trennen?

Grüße

Patrick

Freut mich dass das Thema auf so große Anregung trifft

Bezüglich meiner Frage muss ich dann mal im Internet nachforschen.

Habe auch die Frontplatte gefräst und ausgelegt.



AUs und die Trafos sind montiert und die Heizung ist auch schon installiert, Bilder folgen

-Patrick

Hallo Patrick,
leider kann ich Dir zu deiner Frage nicht helfen, aber warum sollte man nicht benutzte Eingänge auf Masse legen, das Produziert doch bei den wiedergebenden Geräten eventuell Störungen an den Ausgangsstufen?
Lese aber Interessiert deinen Bericht. Weiter so.

LG
Olaf

Hallo, da hast Du recht. Ich dachte erst daran ein Relais vor und hinter das Gerät zu schalten sodass man (bspw von der Vorstufe) den Ausgang und den Eingang vom Rest trennt. Da stellte ich mir die Frage ob es dann nötig ist dabei das Signal der Vorstufe auf Masse zu legen da ich nicht genau weiss was passiert wenn Ein und Ausgang hochohmig sind.

Dann ist mir die Idee gekommen das ich einfach den Ausgang vom Signal weg trennen kann, quasi Brücken. Sodass das Signal noch durch (bspw die Vorstufe) läuft jedoch dann dort endet. Das eigentliche Signal geht dann quasi aussen herum (Quasi eine Y Schaltung). Kann man das so machen oder spricht etwas dagegen?


Patrick

Hi, sorry, kann dir nicht folgen
mach mal nen diagramm oder so.
Was soll das bezwecken, nur die Vorstufe aus dem Signalweg nehmen?
Dann mach doch am Ausgang der Vorstufe einen Schalter, der direkt an den Eingängen abgreift und das signal dann auf die Endstufe gibt.
Oder ahbe ich da was falsch verstanden ?

LG
Olaf

Habs schnell mal aufgemalt.

Hi, was ist der Unterscheid bei der Vorstufe und bei dem Entzerrer ?
Entzerrer = Schalplatte ?
Ansonsten ist das der klassische Bypass Schalter.
Musst du denn Entzerrer und Vorstufe und Klangregler getrennt überbrücken können?

Mfg
Olaf

Okay, gut zu hören

Der Entzerrer entzerrt das Signal nach RIAA Vorgaben und belässt es auf dem Line Signal. Dazu nutze ich die Selbstbaukiste von richi.

Der Vorverstäker verstärkt dann das Signal (Röhrenvorverstärker).

Ja, wollte es recht aufwendig machen sodass man quasi auch Eingang -> Endstufe schalten könnte. Am Anfang dachte ich mir das ich noch einen Ausgang erstelle sodass man die Endstufe Brücken kann, mal schauen. Habe ja noch genug Relais und die Elektronische Steuerung ist ja auch nicht so das Ding

Hi, der entzerrer Vorverstärker ist wie ein normaler Line eingang zu sehen, und daher auch über den Line In Schalter zu legen. daher kannst Du dir den Schalter fürs überbrücken sparen. RIAA Entzerrung ist ja für die gute alte Vinyl Scheibe.
Die Klangregelung dann wir gezeichnet mit einem 4 fach umschalter überbrücken, als Stand By, dann haste es, so wie es bei jedem Normalen verstärker auch ist bzw war.

LG

So, ein kleiner Live Bericht aus der Werkstatt. Die Plexiglas Scheibe für die Mitte ist auch fertig geworden, jetzt muss sie nur noch milchig gemacht werden!



Man sieht es zwar noch nicht so ganz, aber es passt 1a

Hi,

will mich auch mal zu Wort melden: Ich empfinde das zwar als eine Art Materialschlacht, aber eines kann man wohl sicher sagen: es scheint ein überaus originelles Teil zu werden, gewissermaßen diverse Elektronik-Generationen von der Röhre bis zum DAC unter einem Dach bzw. in einem Gehäuse. Und die handwerkliche Ausführung sieht auf den Bildern 1a aus.

Weiterhin viel Erfolg wünscht
Hmeck

tsaG1337 schrieb:

Mein geplantes Anodennetzteil sieht so aus: Es besitzt 6 Elkos, 1000uF mit 250V. Dazu zwei 2W Widerstände mit 150K. So komme ich auf die benötigte Anodenspannung. So, ich habe ja jedoch noch die 10H Drossel. Würde es denn Sinn machen diese dort zu verbauen? Ich habe es noch nicht aufgebaut und konnte bisher noch nicht nachmessen welche Restwelligkeit die Spannung hat. Der große Nachteil an der Drossel ist nämlich das diese Extrem viel Platz verbraucht, den Platz den ich eigentlich garnicht habe! Da ich jedoch die Endstufe im Class A betrieb laufen lassen möchte wäre es doch schon gut eine gute Spannungsversorgung zu besitzen.

Hallo Patrick,

mannOmann, da hast Du Dir aber was vorgenommen!

Zum Hochvoltnetzteil: ich nehme mal an, die Versorgungsspannung soll etwa 500V DC betragen. Über die Elkos C1 - C4 fehlen noch die Potentialausgleichswiderstände. Ich würde dafür je Elkopärchen 2 x 220K 0,6 Watt Typen verwenden. Die Elkos sollten 350V-Typen sein.

R1 und R2 sind mit 2 Watt absolut überdimensioniert! Du schreibst von 6 Elkos je 1.000 µF, ich zähle aber 8 Elkos! M.M. nach ist das ein Zuviel an Kapazität, ich würde als Ladekapazität etwa 220µF bis 330µF empfehlen und als Siebkapazität max. 560µF. Durch den Einsatz der Drossel bekommst Du schon eine sehr gute Stabilität (Impulsfestigkeit) der Versorgungsspannung, zumal Du die Endstufe nur im A-Betrieb fährst.

Gruß

Servus zusammen,

es wird Winter und die Aktivität in Sachen Röhrenbastelei steigt wieder an - sehr schön.

tsaG1337 schrieb:

Eine frage habe ich noch. Geplant ist es das man vor jedem Gerät (vorstufe, Endstufe, Klangregler etc) einen Bypass schalten kann. Das ganze wollte ich mit 2-Fach umschaltern realisieren. Meine Fragen dazu sind: 1.sollte man das Signal der Geräte welche man nicht nutzt auf Masse ziehen? Oder ist es egal? 2. Reicht es wenn man einen Umschalter vor das Gerät macht oder sollte man auch den Ausgang vom Signalweg trennen?

Ich persönlich würde vor allen Dingen - wenn man schon mit Relais schaltet - die Masseanschlüsse aller nicht aktiven Signalquellen auftrennen......das vermindert eine mögliche Brummschleifenproblematik ungemein (weil sich dann alle nicht aktiven Signalquellen so verhalten, als ob sie am Verstärker gar nicht angeschlossen wären).

tsaG1337 schrieb:

Mein geplantes Anodennetzteil sieht so aus: Es besitzt 6 Elkos, 1000uF mit 250V. Dazu zwei 2W Widerstände mit 150K

sidolf schrieb:

Zum Hochvoltnetzteil: ich nehme mal an, die Versorgungsspannung soll etwa 500V DC betragen. Über die Elkos C1 - C4 fehlen noch die Potentialausgleichswiderstände. Ich würde dafür je Elkopärchen 2 x 220K 0,6 Watt Typen verwenden. Die Elkos sollten 350V-Typen sein.

Da möchte ich auch noch meinen Senf dazugeben: Die Gesamtelkokapazität erscheint auch mir für übliche Röhrenverstärkerkonzepte etwas zu hoch - das belastet bei den Ladekondensatoren durch einen ungünstigen Stromflußwinkel des Ladestroms nur sinnlos den Netztrafo, produziert damit Oberwellen (die man dann möglicherweise als Sirren im 100[Hz] Takt im Hochtöner hört) und bringt ansonsten praktisch nichts - viel hilft nicht immer viel.

Zum Gleichrichter B1: So, wie der in der Schaltung gezeichnet ist, wird man mit dem Gerät nicht viel Freude haben: Entweder fliegen einem nach dem Einschalten die Elkos unter lautem Explosionsgetöse um die Ohren.....oder die Sicherung F1 löst aus.....oder der Netztrafo brennt ab - je nachdem, was zuerst aufgibt. Daß er falsch herum in der Zeichnung hängt, hat am Rande übrigens auch mit der im nächsten Punkt erwähnten Signalflußrichtung zu tun.....

Zur Zeichnungsweise des Schaltbildes: In unseren Breiten hat es sich eingebürgert, Schaltbilder mit Signalflußrichtung von links nach rechts zu zeichnen - also: links "Netz rein" und rechts "Gleichspannung raus"....das macht Schaltbilder einfach besser lesbar.

Meine Annahme zu allen nachfolgenden Betrachtungen: Anodenspannung bei 230[V] Netzspannung ohne Anodenstrom (d.h. im Kaltzustand der Röhren): höchstens +450[V] (und damit im Lastfall je nach Innenwiderstand von Netztrafo und Siebdrossel bei ca. +400[V]....+420[V]). Damit ist man auch bei +10% Netzspannungstoleranz noch gerade so eben im Bereich der Spannungsfestigkeit der beiden in Serie geschalteten 250[V] Elkos pro Elkostrang.

Wir haben es also bei der gegebenen Netzteilauslegung mit 4 parallel geschalteten 500[µF] Elkos zu tun, also mit einer Gesamtkapazität von 2.000[µF]. Diese Gesamtkapazität wird nominal auf ca. +450[V] aufgeladen. Damit ist die in dieser Elkobank gespeicherte Energie: E = (U² * C) / 2 = ca. 202,5[Joule]. Das ist bereits eine ganze Menge Holz und nicht mehr als ungefährlich einzustufen (ab 7,5 Joule Mündungsenergie können in Deutschland Waffen nur noch mit Waffenerwerbsberechtigung (vulgo: "Waffenschein") erworben werden). Eine einwandfrei funktionierende und überwachte Entladeschaltung ist bei dieser Energiemenge also schon aus Selbstschutzgründen absolut Pflicht.

Und bei dieser Entladeschaltung halte ich die 150[kOhm] Widerstände sogar noch für zu hochohmig - ich würde da zu 100[kOhm] tendieren - schon deswegen, weil diese Widerstände ja zusätzlich auch noch die Spannungen über den Elkos symmetrieren müssen (und das relativ genau, weil wir ja bei +10% Netzspannungstoleranz keinerlei Spannungsfestigkeitsreserve der Elkos mehr haben). Bleiben wir für den Moment mal bei den 150[kOhm] Widerständen: An diesen fallen nominal 225[V] ab - und damit entsteht an jedem dieser Widerstände eine Verlustleistung von ca. 338[mW]. Dafür ist ein 0,6[W] Widerstand eindeutig zu klein, zumal es ab +70[°C] Temperatur des Widerstandes (und diese kleinen 0,6[W] Widerstände werden bei 300[mW] Belastung ohne sonstige Kühlung bereits sehr schnell sehr warm) mit der Belastbarkeit des Widerstandes zügigst bergab geht: http://www.yageo.com/documents/recent/Leaded-R_MF0_2011.pdf (und den Spannungsgrenwert dieser kleinen Teile betrachten wir hier noch nicht mal). Üblicherweise dimensioniert man Widerstände in der Belastbarkeit mindestens mit dem Faktor drei, bei kritischen Schaltungen mit dem Faktor fünf und bei sicherheitsrelevanten Schaltungen bis zum Faktor zehn - insofern sind die ursprünglich angedachten 2[W] Belastbarkeit sicher kein Fehler und kein Luxus.

Zur Entladeschaltung: Brennt einer der beiden Widerstände R1 bzw. R2 durch (oder stellt sonstwie auf einmal nur noch eine höchstohmige elektrotechnische Erscheinung dar), so merkt man davon gar nichts (es sei denn, die Elkos explodieren wegen Spannungsunsymmetrie). Wenn's blöd läuft, stecken dann also geladene Elkos über lange Zeit in einem Gerät, welches man als völlig ungefährlich wähnt - ein nicht zu unterschätzendes Sicherheitsrisiko. Deswegen würde ich persönlich diese Entlade- und Symmetrierungsschaltung anders aufziehen: R1 und R2 beschalten wie gehabt, allerdings als 100[kOhm] / 3W / 2% / MOX Widerstände (Bürklin 32E960, http://www.vitrohm.com/download/series/40/ ) - da fließt dann ein Entladestrom von 2,25[mA] und damit fällt eine Verlustleistung von ca. 0,5[W] pro Widerstand an - die Entladeleistung beträgt also (wegen der zwei Widerstände) bei voller Anodenspannung ca. 1[W]. Diese Widerstände haben auch eine vernünftige Spannungsfestigkeit von 750[V] und damit mehr Reserven als die 0,6[W] Typen, bei denen bei 300[V] Schluß ist. Gröbste Faustformel bei < 500[V] Anodenspannung zur Abschätzung der Entladezeit auf halbwegs ungefährliche Spannungswerte (< 60[V]): (202,5[Joule] / 1[W]) * 3 = ca. 10[min]. Zusätzlich hängt man jetzt zwischen Ausgang des Netzteils (also ca. +450[V]) und Masse noch folgende Anordnung: Eine Parallelschaltung aus je zwei in Serie geschalteten 100[kOhm] Widerständen des oben beschriebenen 3[W] Kalibers. Die Mittelpunkte dieser beiden Serienschaltungen verbindet man jetzt mit einer Serienschaltung aus zwei antiparallel geschalteten, roten High-Efficiency-LEDs sowie der LED-Seite eines wechselspannungstauglichen Optokopplers ausreichender Isolationsspannungsfestigkeit. Das, was wir da jetzt gebaut haben, ist eine Brückenschaltung: Brennt einer (egal welcher) dieser vier Widerstände durch, dann ist die Brücke nicht mehr im Gleichgewicht und durch eine der beiden roten LEDs sowie die Optokoppler-LED fließt Strom. Damit wird sowohl optisch wie auch durch einen Microcontroller abfragbar angezeigt, daß die Entladeschaltung einen Defekt hat. Da aber von den vier Widerständen drei noch in Ordnung sind, funktioniert die Entladeschaltung immer noch - wenn auch mit doppelter Entladezeit. Man bekommt also eine Warnung, daß etwas nicht in Ordnung ist, obwohl die Sicherheitsfunktion nach wie vor durch Redundanz gewährleistet ist. Wenn man dann noch die von sidolf richtigerweise als fehlend angemerkten Symmetrierungswiderstände für C1 bis C4 mit einbezieht und alle acht Widerstände 100[kOhm] groß macht, dann hat hat man an den +450[V] eine Gesamtlast von 50[kOhm] hängen, was eine dauernde Stromentnahme von 9[mA] aus dem Anodennetzteil bedeutet - und damit verbrät man konstant ca. 4[W] (in insgesamt acht Stück 3[W] Widerständen, ist also lastmäßig um den Faktor sechs überdimensioniert)......das ist angesichts der Gesamtleistungsbilanz und der Gesamtwärmeentwicklung und der üblichen Betriebsdauer von Röhrenverstärkern sowie deren Verbreitungsgrad in der Bevölkerung ein durchaus akzeptabler Wert.

Zur Sicherung F1: Was soll denn mit der Sicherung F1 geschützt werden? Ausgangsübertrager? Endröhren? Netztrafo? Dadurch, daß die Sicherung F1 vor einem recht großen Ladekondensator sitzt, muß sie strommäßig relativ großzügig dimensioniert und träge sein. Und dadurch bekommt diese Sicherung möglicherweise von Dingen, die hinten in der Endstufe passieren und die Ausgangsübertrager ruinieren, gar nichts mit. Also ist es besser, solche (jetzt gerne flinken) Sicherungen (ggf. zusätzlich zu F1, wenn man das möchte) in die B+ Leitung jedes Ausgangsübertragers zu hängen (in jedem Fall müssen die Schirmgitter der Endröhren allerdings hinter diesen Sicherungen hängen, sonst übernehmen die Schirmgitter im Fall von Anodenspannungsverlust die Funktion der Anode - und das endet mit ruinierten Endröhren). Zumindest muß man sich (anders als bei der EL34) um die Maximalspannung am Schirmgitter bei der KT88 (solche habe ich irgendwo oben auf den Bildchen entdeckt) keine Gedanken machen. Auf eine hinreichende Spannungsfestigkeit der Sicherungen ist natürlich in jedem Fall zu achten - bei den üblichen 5 * 20[mm] Feinsicherungen ist bei ca. 250[V] Schluß.....und das reicht weder für F1 noch für eine B+ Anodensicherung.....da braucht man dann eher sowas: http://romeda.romeda.../downloads/33/31.pdf - gibt's z.B. beim Conrad.

Grüße

Herbert

Hi!

Danke für die ausführliche Erklärung! Das oben gezeichnete Schaltbild ist etwas veraltet, es war erstmal der erste Entwurf. Das von links nach rechts habe ich noch nicht gewusst, werde ich nächstes mal beachten

Hier der Aktuelle Entwurf. Wie gesagt, weil ich sie noch da hatte, 6x 1000uF 250V. Die Entladewiderstände und Symmetriewiderstände sind mit 150k und 2W Dimensioniert.

Zu dem Zeitpunkt habe ich noch schnell alles mit Eagle gezeichnet, daher hatte ich auch noch keinen richtigen Brückengleichrichter in meiner Library. Dieser ist natürlich kein DBDB101G sondern ein KBU8M mit ordentlichen 8A. Als Sicherung ist eine 1,6AT verbaut.

Die Drossel habe ich erst einmal optional realisiert.

EDIT: Nun auch mit Schaltplan

Servus Patrick,

tsaG1337 schrieb:

Zu dem Zeitpunkt habe ich noch schnell alles mit Eagle gezeichnet, daher hatte ich auch noch keinen richtigen Brückengleichrichter in meiner Library. Dieser ist natürlich kein DBDB101G sondern ein KBU8M mit ordentlichen 8A. Als Sicherung ist eine 1,6AT verbaut. ......... EDIT: Nun auch mit Schaltplan

Sehr schön - 8[A] Gleichrichter mit träger Sicherung von 1,6[A]......dann ist der Knall beim Explodieren der Elkos um so lauter.....und es wird danach noch mehr nach faulen Eiern stinken.......

Erklärung: Bei Deinem Gleichrichter ging's mir nicht um den Typ, sondern nur darum, daß er falsch herum in der Schaltung drinhängt - also die Polarität der Ausgangsspannung falsch herum ist (etwas, was nicht passiert wäre, wenn das Schaltbild mit Signalflußrichtung von links nach rechts gezeichnet worden wäre, weil dann die beiden Kathoden der rechten Brückengleichrichterdioden beim Zeichnen automatisch auf dem Pluspol der Elkos gelandet wären).

Aber: nachdem Du Deinen Gleichrichtertyp (KBU8M) ja nun schonmal erwähnt hast, habe ich mir sein Datenblatt mal angesehen: http://diotec.com/tl_files/diotec/files/pdf/datasheets/kbu8 . Und da stehen interessante Sachen drin: Maximal zulässiger Ladekondensator: 800[µF] (mit Deiner Schaltung bist Du - je nachdem, welchen Entwurf man nimmt - bei 1.000[µF] (Entwurf mit Siebdrossel) oder bei 1.500[µF] (Entwurf ohne Siebdrossel) - d.h. diesen Spezifikationswert des Datenblattes hast Du schon mal klar überschritten). Und dann steht da noch: Minimal erforderlicher Schutzwiderstand: 4[Ohm]. Wie hoch ist denn der Gleichstrom-Innenwiderstand der Anodenspannungs-Sekundärwicklung Deines Netztrafos? Ich nehme mal an, daß er bei einem EI120b-Kern (Deine Angabe) erheblich höher ist als diese 4[Ohm] - aber: auch solche Dinge müssen bei seriöser und professioneller Arbeitsweise abgeprüft werden. Für Deine Schaltung wäre u.U. der KBU8K die bessere Wahl.......

Und eine träge 1,6[A] Sicherung an dieser Stelle der Schaltung (also "F1") erscheint mir - um es mal sehr zurückhaltend auszudrücken - reichlich überdimensioniert.....der Threadtitel spricht von einem kleinen Röhrenverstärker......in den Bildern sehe ich vier Stück KT88 als Endröhren......also nehme ich mal an, daß das ein Stereoverstärker mit ca. 2 * 40[W] Ausgangsleistung im AB1 Betrieb mit Arbeitspunkteinstellung durch Kathodenwiderstand (pro Kanal ca. 2 * 500[Ohm]) und Schirmgittergegenkopplung ("Ultralinearbetrieb") werden soll. Und dafür weist das Datenblatt der KT88 eine maximale Anoden- und Schirmgitterstromsumme für Vollaussteuerung pro Kanal von ca. 200[mA] aus http://www.mif.pg.gda.pl/homepages/frank/sheets/086/k/KT88.pdf . Das macht also bei Vollaussteuerung beider Kanäle des Stereoverstärkers einen Summenstrom der Endstufe von 400[mA] - was auch gut zu Deiner Angabe der Strombelastbarkeit der Siebdrossel von 500[mA] passen würde. So, und jetzt gehen wir mal davon aus, daß Dein Netztrafo auf der Anodenwicklung unendlich niederohmig ist (was nicht der Fall sein wird) und deswegen im Fall des Falles beliebig viel Strom liefern kann - und dann schauen wir uns im nachfolgenden Datenblatt http://www.littelfus...ts/356_LF_012006.pdf mal an, wie lange es dauert, bis eine träge 1,6[A] Sicherung (die bei 440[V] Bemessungsspannung bei Deinem Projekt spannungsmäßig grade noch haarscharf paßt) bei einem Strom von 2,4[A] (das ist immerhin schon der sechsfache Vollaussteuerungsstrom des Verstärkers) so braucht, bis sie auslöst - 2,4[A], das sind 150% des Bemessungsstroms der Sicherung: Nun, laut Datenblatt dauert es dann "1 Hour, Minimum", bis die Sicherung auslöst - in dieser Zeit ist der komplette Verstärker (und, wenn's blöd läuft, das Haus drumherum auch noch) bereits völlig abgebrannt.

Also: Entweder Sicherung F1 sinnvoll dimensionieren oder weglassen (weil sie bei falscher Dimensionierung eine Sicherheit vorgaukelt, die nicht gegeben ist). Ohne Deine Schaltung (und im speziellen den Netztrafo) im Detail zu kennen, würde ich als unverbindlich geschätzten Daumenpeilwert sagen, daß 500[mAT] der Maximalwert für die Sicherung F1 sein sollte - bei üblichen Netztrafos, nicht zu großen Ladeelkos und einem Netzteil mit Siebdrossel landen wir wahrscheinlich eher bei 400[mAT] als Sicherungswert.

Und weil wir grade bei den Ladeelkos sind: Bei einem Netzteil mit Siebdrossel (und hier würde ich Dir dringend empfehlen, diese Drossel wieder in die Schaltung zu packen, weil sie viele Eigenschaften der Schaltung signifikant zum positiven hin dreht) gehört der Löwenanteil der Elkokapazität als Siebkapazität hinter die Siebdrossel. Dort wird der Siebfaktor (Faustformel für 100[Hz] und LC-Siebung: Siebfaktor K = ca. 0,4 * L (in [H]) * C (in [µF]) ) gesteigert.....der Gleichrichter wird von hohen Ladestromspitzen mit ungünstigem Stromflußwinkel entlastet.....der Netztrafo sieht eine sinusähnlichere Laststromkurvenform.....es entstehen weniger Oberwellen (weniger "Sirren").....das Netzteil wird steifer......rundherum nur Vorteile.

Und, ja, auch wenn es viele Leute nicht so recht hören wollen: Im Netzteil wird zu wesentlichen Teilen die Gesamtqualität (oder, um im heutigen Vokabular zu bleiben: die "Performance") speziell einer analogen Schaltung gemacht. Insofern kann ich immer nur den Kopf schütteln, wie lieblos und "nebenbei" die Stromversorgung bei Schaltungsprojekten häufig behandelt wird......mir kommt's immer wieder mal so vor, als ob die Stromversorgung häufig eher als lästiges Übel denn als sehr wichtiger funktionaler Bestandteil der Gesamtschaltung wahrgenommen wird.

Grüße

Herbert

@Herbert (Pragmatiker)
vielen Dank für deine Ausführliche Erklärung zum Bereich Netzteil.
Frage, gilt diese Ausführung der Variante mit Siebdroßel nur für Röhren Netzteile, oder kann man das auch auf Transistor Verstärker übertragen?

LG
Olaf

Servus Olaf,

kann man im Prinzip auch auf Transistornetzteile übertragen - nur: Dann werden die Drosseln aufgrund der sehr viel höheren Ströme (50[W] in 4[Ohm] entspricht ca. 3,5[A(eff)] - Stereo also ca. 7[A(eff)]) und der damit einhergehenden, erforderlichen Drahtquerschnitte sehr groß, sehr schwer und sehr teuer - und deswegen unterblieb der Einsatz solcher Drosseln bei Halbleiterverstärkern.

Grüße

Herbert

tsaG1337 schrieb:

EDIT: Nun auch mit Schaltplan

Hallo Patrick,

Herbert hat alles Wichtige zu Deinem Netzteil schon ausgeführt nur, die mittige Verbindung zwischen den einzelnen Elkos muss weggelassen werden und je Elkopärchen müssen 2 getrennte Symmetrierwiderstände vorgesehen werden. Überlege mal was passiert wenn nur ein Elko oder nur ein Widerstand in Deiner Schaltung einen Kurzen hat oder ein Widerstand durchbrennt. Wenn Du zwischen den Lade- und den Siebelkos eine Drossel einbaust, geht es mit gemeinsamen Symmetrierwiderständen schon mal gar nicht. Die 250V-Elkotypen sind absolut grenzwertig! Ich würde 350V-Typen verwenden! Auch die Drossel sollte wieder eingeplant werden.
.
Die Sache mit dem Gleichrichter habe ich glatt übersehen.

Gruß

Hi,
Die Schaltung wird eine Parallel Single ended Class A Endstufe mit 24Watt Ultralinear an 40% Anzapfung.
Eventuell werde ich das ganze noch umschaltbar machen um zwischen UL und Triodenbetrieb wechseln zu können.

Beim Netztrafo handelt es sich um einen NT260.215.315/056 von Ritter.
Ich habe F1 bereits auch mal kleiner Dimensioniert jedoch gibt es dann das "Problem" das sie sofort auslöst sobald sich die Elkos aufladen, selbst bei 1AT. Die Drossel habe ich jetzt vor das große Elko Paket geschaltet. Eventuell hat sich ja auch dadurch das Stromspitzenproblem gelöst und ich kann eine kleinere Sicherung einsetzen. Ist es ein Problem wenn ich die Drossel über ein längeres Kabel (20cm) extern verbinde (Quasi neben den Verstärker stelle)? Es ist eine Hammond 193Q Drossel, welche mit 53 Ohm angegeben ist, jedoch weiss ich nicht bei welchem Strom das gemessen wurde (im Datasheet steht nur "Ratet current").

Vielen Dank! Ich denke das war ein Riesen Manko meiner Netzteil Schaltung.



EDIT: Hab die ganzen Beiträge garnicht mehr gesehen. Die ganzen Sachen sind übernommen wurden und der Schaltplan überarbeitet.

tsaG1337 schrieb:

Hallo Patrick,

die Verbindung zwischen C8/C3 bzw. C4/C7 muss noch weg! Welche Werte sind für die Ladekapazität C1/C2 und die Siebkapazitäten C3-C8 vorgesehen? Bloß nicht überdimensionieren. Die Siebwirkung der Drossel bei 100Hz könnte man auch noch mit einer Parallelkpazität zur Drossel erhöhen. Müsste man allerdings ausrechnen.

Gruß

Noch eine Anmerkung zur Dimension der Ladekapazität bei Hochvoltnetzteilen. Wird die Ladekapazität zu hoch gewählt, dann kann es vorkommen, dass der Netztrafo ein mechanisches Schnattern im 100Hz-Bereich von sich gibt. Der Verstärker mag durchaus brummfrei sein aber dieses Schnattern stört ungemein! Habe ich selbst schon ein paarmal erlebt.

Hi,

Danke, wird entfernt.
Es sind komplett durch die Bank 1000uF Kondensatoren mit 250V verbaut wurden.
Bei Reihenschaltung bin ich doch bei einer Spannungsfestigkeit von 500V, meine Anodenspannungsanzapfung vom Trafo bringt 315V, also 445V Gleichspannung. Mit %10 Netzschwankungen wären wir da schon bei 489V...

Ich grübel gerade darüber nach bei Reichelt Kondensatoren mit 400V und 680uF zu ordern, da es mit den 250V modellen ja wirklich eher knapp ist. Dann kommt auch direkt ein Satz G-Sicherungen in den Einkaufswagen.

Hi, ich habe bei Ringkerntrafos immer eine Einschaltstrombegrenzung verwendet, vielleicht hilft die Dir ja auch dabei, deine Elkos beim Einschalten langsamer zu laden ?

Mfg
Olaf

Servus Patrick,

tsaG1337 schrieb:

Beim Netztrafo handelt es sich um einen NT260.215.315/056 von Ritter

tsaG1337 schrieb:

Bei Reihenschaltung bin ich doch bei einer Spannungsfestigkeit von 500V, meine Anodenspannungsanzapfung vom Trafo bringt 315V, also 445V Gleichspannung. Mit %10 Netzschwankungen wären wir da schon bei 489V...

Beim Netztrafo steht bei den Daten dabei: 315[V]/560[mA]. Das heißt, daß dieser Trrafo die 315[V] bei 560[mA] Last bringt und deswegen ohne Last (also im Kaltzustand der Röhren) wegen des (unvermeidlichen) Innenwiderstandes des Trafos von einer höheren Ausgangsspannung auszugehen ist. Ich gehe bei einem Trafo dieser Größe mal von einer Leerlaufüberhöhung von 3,5% aus, dann wären wir bei ca. 326[V] Wechselspannung bzw. ca. 459[V] Spitzengleichspannung ((326[V] * 1,414) - (2 * 1[V] Diodenflußspannung des Gleichrichters)). Auf diese 459[V] noch 10% Netzspannungstoleranz draufgesattelt und schon sind wir bei ca. 505[V] - und damit über den 500[V], für welche Deine Elkos (bei perfekter Symmetrierung) maximal gut sind.

tsaG1337 schrieb:

Die Schaltung wird eine Parallel Single ended Class A Endstufe mit 24Watt Ultralinear an 40% Anzapfung. Eventuell werde ich das ganze noch umschaltbar machen um zwischen UL und Triodenbetrieb wechseln zu können.

Gerade bei dieser Schaltungsart (Eintaktbetrieb) ist eine sehr gute Siebung der Anodenspannung immens wichtig, weil: hier fehlen die ca. 20[dB] zusätzliche Brummunterdrückung, die im Funktionsprinzip der Gegentaktschaltung eingebaut sind, völlig.

tsaG1337 schrieb:

Parallel Single ended Class A Endstufe mit 24Watt

Rechnen wir mal: 315[V] * 560[mA] (Trafodaten) = 176,4[W] - dies dividiert durch 2 ergibt eine theoretische maximale Wechselstromeingangsleistung von 88,2[W] pro Kanal. Der Wirkungsgrad einer A-Endstufe bei Vollaussteuerung beträgt maximal 25% http://mitglied.multimania.de/sixfeedunder/Teil1.pdf - also: 88,2[W] * 25% = ca. 22[W]. Und da sind die Verluste des Gleichrichters, der Siebdrossel und der Ausgangsübertrager noch gar nicht berücksichtigt. 24[W] pro Kanal bei gleichzeitiger Vollaussteuerung beider Kanäle dürften mit dieser Schaltungsart und diesem Netztrafo also nicht zu erreichen sein.....

Grüße

Herbert

Hi!

Also, nun habe ich mal (zum hoffentlich letzten mal) das Netzteil neu entworfen

Als Lade und Siebelkos habe ich jeweils 470uF genutzt.
Die Parallelkapazität zur Drossel habe ich mit 0,2532uF bemaßt.

Als erstes habe ich das ganze mit 680uF berechnet, danach habe ich das ganze mal mit 470uF ausprobiert und bin zum entschluss gekommen das keine signifikanten unterschiede bestehen. Der Vorteil von 470uF ist jedoch das der Trafo nicht so stark belastet wird und 1cm an höhe gespart wird.

Nach den Ladeelkos besteht eine Brummspannung von 6,3829V, diese wollte ich auf 0,003V reduzieren was einen Siebungsfaktor von 212,73 ergibt. Der Elko im LC Glied muss demnach (212,73/(2*pi*100Hz^2*10H) mindestens 344uF betragen, was mit 470uF zu genüge getan wird.

Damit ich immer genug Saft zur Verfügung habe hänge ich jedoch noch einmal 470uF hinterher.

Servus Patrick,

tsaG1337 schrieb:

Die Parallelkapazität zur Drossel habe ich mit 0,2532uF bemaßt

Das mit dem Parallelschwingkreis, der bei 100[Hz] seine Resonanzfrequenz hat, und aus der Siebdrossel sowie einem zu dieser parallel liegenden Kondensator besteht, liest man immer wieder mal. Daß das Ganze in der (professionellen) Praxis so gut wie nie realisiert wurde, hat mehrere Gründe:

• Damit der Schwingkreis auch auf 100[Hz] Resonanzfrequenz stehen bleibt, muß die Induktivität der Siebdrossel stabil 10[H] betragen. Diesen Gefallen tut uns die Drossel mit ihrem vielen Blech (Hysterese) und ihrem vielen Kupfer (Verluste) leider aber überhaupt nicht - der Induktivitätswert ändert sich erheblich (> 10%) mit dem Gleichstrom, der durch sie fließt (Vormagnetisierung), mit der Temperatur, mit der Frequenz, mit der magnetischen Vorgeschichte.....
  
• Die Resonanzspannungen an Parallelresonanzkreisen höherer Güte können erheblich werden - das müßte zumindest mal nachgeprüft werden.
  
• Bei allen Frequenzen über 100[Hz] wird die Drossel zunehmend wirkungsloser, da sie ja durch den Kondensator (dessen X(C) mit steigender Frequenz sinkt) überbrückt ist. Das heißt, daß höherfrequente Knackstörungen, das Oberwellensirren des Gleichrichters und dergleichen einen idealen Weg in den Verstärker finden, zumal der ESR der Elkos noch das seine dazu tut (in Serie geschaltete Elkos haben den doppelten ESR eines Einzel-Elkos), so daß diese Störungen für die Ausbreitung im Verstärker mit zunehmender Frequenz idealere Bedingungen vorfinden.
  

Wollt ich nur mal angemerkt haben.

tsaG1337 schrieb:

Nach den Ladeelkos besteht eine Brummspannung von 6,3829V

Wie ist denn dieser Wert entstanden? Warum mit so vielen Nachkommastellen?

tsaG1337 schrieb:

Nach den Ladeelkos besteht eine Brummspannung von 6,3829V, diese wollte ich auf 0,003V reduzieren was einen Siebungsfaktor von 212,73 ergibt

Nach meiner Rechnung kommt da ein Siebfaktor "K" von ca. 2.130 raus - also ca. der Faktor 10 mehr als bei Dir.

Nehmen wir mal an, daß die von Dir angestrebten 3[mV] Brumm der Stromversorgung mit dem Untersetzungsverhältnis des Ausgangsübertragers auf der Sekundärseite des Ausgangsübertragers auftauchen (was sie nicht tun werden, weil durch die - zumindest teilweisen - Stromquelleneigenschaften der Endröhre der Brummstrom durch den Ausgangsübertrager keinesfalls den 3[mV] Brummspannung entsprechen wird). Trotzdem, nehmen wir das für den Moment mal an. Ich kenn die Daten Deines Ausgangsübertrager nicht - nehmen wir deswegen für den Moment mal einen R(a) von 3,5[kOhm] an. Nehmen wir weiterhin einen 8[Ohm] Lautsprecher an. Dann weist der Ausgangsübertrager ein Spannungsuntersetzungsverhältnis "Ü" von sqrt (3,5[kOhm] / 8[Ohm]) = ca. 20,9 auf. Damit werden aus den 3[mV] Brummspannung an der Primärwicklung des Ausgangsübertragers ca. 140[µV] Brummspannung am Lautsprecher. Nun gehen wir mal von Deinen 24[W] Vollaussteuerung aus: 24[W] an 8[Ohm] entspricht einer Spannung von ca. 13,86[V] am Lautsprecher. Setzt man diese 13,86[V] Vollaussteuerungsspannung am Lautsprecher jetzt mal in's Verhältnis zur Brummspannung am Lautsprecher, so erhalten wir: 13,86[V] / 140[µV] = ca. 99.000. Das Ganze logarithmisch in die Welt der Dezibels gehievt (20 * log (99.000)) ergibt einen unbewerteten Fremdspannungsabstand bezogen auf Vollaussteuerung von ca. 100[dB]. Ein A-bewerteter Geräuschspannungsabstand dürfte je nach spektraler Zusammensetzung der Störspannung noch um ca. 2 bis 4[dB] besser ausfallen. Das ist ein sehr, sehr ordentlicher Wert, der außerdem noch einer worst-case-Betrachtung entspringt:

• Meine R(a) Annahme ist relativ niederohmig - vielleicht liegt dieser Wert ja höher?
  
• Die 3[mV] Brummspannung der Anodenspannung werden nicht in voller Höhe über der Primärseite des Ausgangsübertragers anliegen.
  

Die Frage sei erlaubt, ob es tatsächlich erforderlich ist, die Brummspannung der Anodenspannung der Endstufe auf 3[mV] abzusenken......der Dynamikumfang einer CD beträgt 96[dB]......

Grüße

Herbert

Okay, daran habe ich nicht gedacht, also lässt man es wohl am besten mit der Parallelkapazität (?).

Auf die lange Zahl komme ich da ich erst ab der 4ten Nachkommastelle gerundet habe.

Ubr=(0,75*0,4A)/(100Hz*0,000470F)=~6,383V

Mit dem Siebfaktor hast Du natürlich recht, da habe ich wohl eine Zahl unterschlagen. Und so lande ich wieder bei 3386uF, was wohl etwas den Rahmen sprengt :P. Meine Berechnungen deckten sich auch mit denen des Simulationsprogrammes welches mir nach dem Einschwingen eine Restwelligkeit von 0,003V angaben.

Ich habe im Internet nichts genaueres gefunden welcher Wert an Brummspannung denn für einen Klasse A Verstärker denn Sinnvoll ist, daher bin ich einmal von 3[mV] ausgegangen

Grüße


Patrick

tsaG1337 schrieb:

Ubr=(0,75*0,4A)/(100Hz*0,000470F)=~6,383V

tsaG1337 schrieb:

Als Lade und Siebelkos habe ich jeweils 470uF genutzt

Da Du ja jeweils zwei Ladekondensatoren in Serie geschaltet hast, ist Deine Ladekapazität also 470[µF] / 2 und damit ca. 235[µF] groß. Die Spitze-Spitze-Brummspannung am Ladekondensator berechnet sich damit nach Krucker http://www.krucker.c...ittel/GLIterativ.pdf zu: U(Brss) = (0,8 * 400[mA]) / (100[Hz] * 235[µF]) --> U(Brss) = ca. 13,6[Vss]. An den Ladekondensator schließt sich eine LC Siebkette (L = 10[H], C = 470[µF]) an. Nach der Faustformel (an der es in Jahrzehnten keinerlei Grund zum Zweifeln gab) auf Seite 132 im Kortz / Lentz http://www.amazon.de...-Kortz/dp/B0000BS42O beträgt der Siebfaktor K: K = ca. 0,4 * L (in [H]) * C (in [µF]) --> K = ca. 1.880. Damit wird die Brummspannung am Siebelko auf 13,6[Vss] / 1.880 = ca. 7,2[mVss] reduziert. Dies ist die Spitze-Spitze-Brummspannung - den Effektivwert der Brummspannung errechnen wir näherungsweise (weil die Brummspannung nicht sinusförmig ist) mit: 7,2[mVss] / (2 * sqrt(2)) = ca. 2,5[mVeff]. Dieser Effektivwert der Brummspannung für die Anodenspannung Deines Projektes sollte mehr als ausreichend sein.

tsaG1337 schrieb:

Meine Berechnungen deckten sich auch mit denen des Simulationsprogrammes welches mir nach dem Einschwingen eine Restwelligkeit von 0,003V angaben

Wenn Du bei Deinem Simulationsprogramm die Lade- und Siebkapazität richtig angibst (also 235[µF] statt 470[µF] und 470[µF] statt 940[µF]) und dann Deine Simulationsgrafik richtig hochskalierst, dann kommst Du auf eine Brummspannung am Siebkondensator in der Simulation von ca. 6,6[mVss]. Das liegt verblüffend nah an den von mir berechneten 7,2[mVss], oder?

Grüße

Herbert

Sehr gut, vielen Dank! Habe das mit den Seriellen Kondensatoren ganz vergessen.

Stimmt also alles soweit! Dann geht es weiter ans Basteln.


-Patrick