Röhre kaputt?

Ja,ja der Dynavox ist halt ein richtiger VV-Röhrenkiller.Das muss an der Schaltung liegen das es sooooo viele Probleme damit gibt, einzig die Orginal-China VV-Röhren scheinen ziemlich resistent gegen die Betriebsbedingungen im Schaltungsumfeld zu sein.
Ich denke bevor man Unmengen von Röhren verheizt sollte man evtl. zuerst daran gehen und die Schaltung zu verbessern.Alle paar Monate die VV-Röhren erneuern zu müssten ist auf Dauer alleine schon vom finaziellen Standpunkt her keine Lösung.

Gruß.

Michael

Sehrlauthörer schrieb:

Ja,ja der Dynavox ist halt ein richtiger VV-Röhrenkiller.Das muss an der Schaltung liegen das es sooooo viele Probleme damit gibt, einzig die Orginal-China VV-Röhren scheinen ziemlich resistent gegen die Betriebsbedingungen im Schaltungsumfeld zu sein. Ich denke bevor man Unmengen von Röhren verheizt sollte man evtl. zuerst daran gehen und die Schaltung zu verbessern.Alle paar Monate die VV-Röhren erneuern zu müssten ist auf Dauer alleine schon vom finaziellen Standpunkt her keine Lösung. Gruß. Michael

Also, schaltungstechnisch ist da nicht soviel verkehrt gemacht worden. Zwischen Vorstufe (Pentode) und Phasenumkehrstufe (Triode) liegt Gleichspannungskopplung vor - das wäre vielleicht der einzige Punkt, da bei dieser Betriebsart der Arbeitspunkt der Triode leichter "wegrutschen" kann. Die U(fk) Spezifikation der Triode wurde, soweit ich das beurteilen kann, beachtet, ebenso die wesentlichen anderen Grenzwerte (mit Ausnahme des R(fk) Wertes von maximal 20[kOhm], der überschritten wurde). Was ich mir allerdings vorstellen kann, ist, daß die Triodensektion den Einschaltmoment bis die Röhre angeheizt hat, nicht mag. Da stehen dann durch die Gleichspannungskopplung der beiden Röhrensysteme am Gitter der Triode im Kaltzustand nämlich erstmal ca. +400[V] gegen Masse an....wenn da beide Systeme nicht gleich schnell anheizen (d.h. wenn die Triode schneller anheizt), kann's durchaus Probleme geben (massiver Gitterstrom etc.).

Wenn man hier also was tun möchte:

• Gitter der Triode durch einen Koppelkondensator (ca. 0.1[µF]) an die Anode der Pentode anhängen.
  
• Kathodenwiderstand der Triode in zwei passend dimensionierte Widerstände aufteilen und so einen Gittervorspannungsteiler herstellen.
  
• Am Knotenpunkt dieses Spannungsteilers einen Widerstand in der Gegend von 470[kOhm] bis ca. 820[kOhm] auf das Gitter der Triode legen.
  

Hierdurch wird der Triode eine eigene automatische Arbeitspunkteinstellung spendiert, die von den Gleichspannungseigenschaften und vom Anheizverhalten der Pentode unabhängig ist. Aber: damit liegt natürlich ein Kondensator mehr im Signalweg, was ja von manchen Leuten kritisch gesehen wird....

Grüße

Herbert

Hallo Herbert,

das rumlöten am Verstärker ist meine Sache nicht...
Aber was ist das für ein Phänomen, dass die Röhre erst funktioniert und nach ein paar Minuten mit "Poff" leise wird? Sie scheint ja eigentlich korrekt zu arbeiten, und in den letzten Wochen hat sie tadellos funktioniert. Sie leuchtet weder heller noch dunkler als die anderen, flackert nicht und glüht nur da wo sie soll. Das "Poff" kommt übrigens aus dem Lautsprecher, die Röhren selbst sind still. Aber bevor ich mir die LS ruiniere kaufe ich mit lieber eine neue Röhre, zumal mir die RCA viel besser gefallen als die originalen.

Naja, erst mal
Gruß

pragmatiker schrieb:

Also, schaltungstechnisch ist da nicht soviel verkehrt gemacht worden. Zwischen Vorstufe (Pentode) und Phasenumkehrstufe (Triode) liegt Gleichspannungskopplung vor - das wäre vielleicht der einzige Punkt, da bei dieser Betriebsart der Arbeitspunkt der Triode leichter "wegrutschen" kann. Die U(fk) Spezifikation der Triode wurde, soweit ich das beurteilen kann, beachtet, ebenso die wesentlichen anderen Grenzwerte (mit Ausnahme des R(fk) Wertes von maximal 20[kOhm], der überschritten wurde). Was ich mir allerdings vorstellen kann, ist, daß die Triodensektion den Einschaltmoment bis die Röhre angeheizt hat, nicht mag. Da stehen dann durch die Gleichspannungskopplung der beiden Röhrensysteme am Gitter der Triode im Kaltzustand nämlich erstmal ca. +400[V] gegen Masse an....wenn da beide Systeme nicht gleich schnell anheizen (d.h. wenn die Triode schneller anheizt), kann's durchaus Probleme geben (massiver Gitterstrom etc.). Wenn man hier also was tun möchte: Gitter der Triode durch einen Koppelkondensator (ca. 0.1[µF]) an die Anode der Pentode anhängen. Kathodenwiderstand der Triode in zwei passend dimensionierte Widerstände aufteilen und so einen Gittervorspannungsteiler herstellen. Am Knotenpunkt dieses Spannungsteilers einen Widerstand in der Gegend von 470[kOhm] bis ca. 820[kOhm] auf das Gitter der Triode legen. Hierdurch wird der Triode eine eigene automatische Arbeitspunkteinstellung spendiert, die von den Gleichspannungseigenschaften und vom Anheizverhalten der Pentode unabhängig ist. Aber: damit liegt natürlich ein Kondensator mehr im Signalweg, was ja von manchen Leuten kritisch gesehen wird.... Grüße Herbert

Hallo Herbert,
Danke für die super Info, endlich mal was konkretes!!
Das mit dem Uf/k ist erfreulich. Der Rf/k ist nicht so schön...

Ich habe schon daran gedacht, irgendwann die Röhrenteile mit Kondensator zu koppeln, ist ja eigendlich auch so üblich. Nur wußte ich nicht, was mit dem Drumherum passiert..

Kann man das tatsächlich so einfach machen, wie du schreibst? Ändern sich da keine anderen Parameter? (Bin da nicht so im Thema) Klingt einfach, man bräuchte sogar nur die beiden Signalleitungen auf der Platine auftrennen
So?:

Das heißt , den 36k nehme ich raus, nehme 2 in Serie geschaltete 18k. Zwischen den beiden löte ich einen 470k auf's Gitter? Ist da egal, was man nimmt (470k-820k) oder ist das von etwas abhängig?

gruß
Manfred

EDIT: Bild erneuert

OberstVilla schrieb:

Das heißt , den 36k nehme ich raus, nehme 2 in Serie geschaltete 18k. Zwischen den beiden löte ich einen 470k auf's Gitter? Ist da egal, was man nimmt (470k-820k) oder ist das von etwas abhängig? gruß Manfred

Hallo Manfred,

so geht's leider nicht! Die 36K in 2 x 18K aufzuteilen ist nicht korrekt, da hättest Du am Triodenteil der ECF82 eine viel zu hohe G1-Spannung.

Das Teilverhältnis muss man genau berechnen. Ich habe hier ins Forum doch mal die Betriebsdaten eines "normalen" VR70 eingestellt. Daraus ersiehst Du die erforderliche G1-Spannung und danach musst Du den K-Vorwiderstand berechnen. Die VR70-Daten habe ich hier im Geschäft leider nicht parat, ich könnte Dir frühestens heute Abend die korrekten Werte nennen. Auch ist hierbei auf die Symmetrie dieser Stufe zu achten, da diese als Phasendreher arbeitet.

Liebe Grüße

sidolf schrieb:

Hallo Manfred, so geht's leider nicht! Die 36K in 2 x 18K aufzuteilen ist nicht korrekt, da hättest Du am Triodenteil der ECF82 eine viel zu hohe G1-Spannung.

Hallo, Sidolf.

danke für den Hinweis...ist ja auch logisch
Grmbl.. da war ich mit der Tastatur schneller, als mit'n Kopf


Gruß
manfred

Hier mal Sidolfs Meßwerte (hier geklaut: http://www.hifi-foru...=1148&postID=256#256 ):

Phasendrehstufe (Triode):

Ua Phasendrehung im AP: 262,00 Volt
Uk Phasendrehung im AP: 89,60 Volt
Ug1 Phasendrehung im AP: 84,40 Volt
Ug1 zur Kathode: -5,20 Volt
Ik Phasendrehung im AP: 2,48 mA

Nun rechnen wir mal:

• 5,20[V] / 2,48[mA] = 2.097[Ohm] - nächster 1%-iger Normwert: 2,10[kOhm].
  
• 2,48[mA] * 5,20[V] = 12,9[mW] - ein ganz normaler 1%-iger 0,6[W] Widerstand reicht also dick aus.
  
• 36[kOhm] - 2,10[kOhm] = 33.9[kOhm] - zur Wahrung der Symmetrie mit dem Anodenwiderstand (33[kOhm]) setzen wir hier auch einen 33[kOhm] Widerstand ein.
  
• 2,48[mA] * 33[kOhm] = ca. 81,8[V]; 81,8[V] * 2,48[mA] = ca. 203[mW] - ein 1[W] Typ sollte also für diesen 33[kOhm] Widerstand ausreichend sein.
  
• den 2,10[kOhm] Widerstand überbrücken wir mit einem Elko 22[µF]/35[V] - das gibt eine untere -3[dB] Grenzfrequenz von ca. 3.5[Hz] - das sollte in jedem Fall reichen.
  
• Durch diese kapazitive Überbrückung des Kathodenwiderstandes tritt dieser wechselspannungsmäßig nicht mehr in Erscheinung - die Triode "sieht" also wechselspannungsmäßig sowohl an ihrer Anode wie auch an ihrer Kathode je 33[kOhm], was symmetrische Verhältnisse sicherstellt.
  

Zur Zusammenfassung:

• 2,10[kOhm] / 1% / 0.6[W] Widerstand direkt an die Kathode der Triode.
  
• Dieser Widerstand wird mit einem Elko 22[µF]/35[V] kapazitiv überbrückt.
  
• Von dieser RC-Kombination geht ein Widerstand von 33[kOhm] / 2% / 1[W] nach Masse.
  
• Vom Knotenpunkt dieser R/C-Kombination und dem Widerstand wird ein Widerstand 470[kOhm] / 5% / 0.6[W] an das Gitter der Triode gelegt.
  
• Das Gitter der Triode wird über einem Folienkondensator 0.1[µF] / 400[V] (z.B. Wima MKS4) an die Anode der Pentode gelegt.
  

Mit dieser Maßnahme (insgesamt fünf neue Bauteile pro Kanal) ist die Gleichspannungskopplung zwischen Pentode und Triode aufgehoben - der Arbeitspunkt etc. der Triode sollte hierbei derselbe wie vorher sein.

Grüße

Herbert

pragmatiker schrieb:

Zur Zusammenfassung: 2,10[kOhm] / 1% / 0.6[W] Widerstand direkt an die Kathode der Triode. Dieser Widerstand wird mit einem Elko 22[µF]/35[V] kapazitiv überbrückt. Von dieser RC-Kombination geht ein Widerstand von 33[kOhm] / 2% / 1[W] nach Masse. Vom Knotenpunkt dieser R/C-Kombination und dem Widerstand wird ein Widerstand 470[kOhm] / 5% / 0.6[W] an das Gitter der Triode gelegt. Das Gitter der Triode wird über einem Folienkondensator 0.1[µF] / 400[V] (z.B. Wima MKS4) an die Anode der Pentode gelegt. Mit dieser Maßnahme (insgesamt fünf neue Bauteile pro Kanal) ist die Gleichspannungskopplung zwischen Pentode und Triode aufgehoben - der Arbeitspunkt etc. der Triode sollte hierbei derselbe wie vorher sein. Grüße Herbert

Hallo Herbert, hallo Manfred,

so ist es korrekt! Herbert, besten Dank für Deine Unterstützung. Hab' meine eigenen Meßwerte im Forum nicht mehr gefunden. Zuhause habe ich die alle in Excel-Dateien, aber eben nicht hier auf der Arbeit!

Liebe Grüße

pragmatiker schrieb:

Zur Zusammenfassung: 2,10[kOhm] / 1% / 0.6[W] Widerstand direkt an die Kathode der Triode. Dieser Widerstand wird mit einem Elko 22[µF]/35[V] kapazitiv überbrückt. Von dieser RC-Kombination geht ein Widerstand von 33[kOhm] / 2% / 1[W] nach Masse. Vom Knotenpunkt dieser R/C-Kombination und dem Widerstand wird ein Widerstand 470[kOhm] / 5% / 0.6[W] an das Gitter der Triode gelegt. Das Gitter der Triode wird über einem Folienkondensator 0.1[µF] / 400[V] (z.B. Wima MKS4) an die Anode der Pentode gelegt. Mit dieser Maßnahme (insgesamt fünf neue Bauteile pro Kanal) ist die Gleichspannungskopplung zwischen Pentode und Triode aufgehoben - der Arbeitspunkt etc. der Triode sollte hierbei derselbe wie vorher sein. Grüße Herbert

Hallo Herbert,
großen Dank für deine Mühe!!

Das werde ich, sobald Zeit, wohl mal durchziehen.
Vorher werde ich meine Kiste mal messen, zur Sicherheit. Die Geräte weichen ja teilweise leicht ab von den Messdaten. Aber auf jedenfall habe ich eine super Rechengrundlage


Sidolf, wirst du das auch versuchen?

Gruß
Manfred

Edit: Wenn ich's richtig verstanden habe,siehts nun so aus (kurz mal hingeschmiert):

Was noch anzumerken ist: Der 0.1[µF] Koppelkondensator ergibt zusammen mit dem 470[kOhm] Gitterableitwiderstand neben der Kathoden-R/C-Kombination einen weiteren Hochpaß - den hab' ich mit dieser Dimensionierung ebenfalls auf eine untere -3[dB] Grenzfrequenz von ca. 3.5[Hz] (genau: 3.39[Hz]) gelegt. Die untere -3[dB] Grenzfrequenz der gesamten Phasenumkehrstufe liegt damit bei ca. 3.5[Hz] * Wurzel aus (2), also bei ca. 5[Hz], so daß spätestens bei ca. 50[Hz] keinerlei relevante Phasendrehung oder Amplitudenabfall mehr auftritt. Wurzel aus (2) heißt in diesem Fall, daß in dieser Stufe zwei Hochpässe gleicher Grenzfrequenz am Werk sind - wären es drei Hochpässe gleicher Grenzfrequenz, so müßte man die Gesamtgrenzfrequenz der Stufe durch die Multiplikation mit der Wurzel aus (3) ermitteln...usw., usw....

Zu Manfred's Frage bezüglich des Wertes des Gitterableitwiderstandes: Das Datenblatt der ECF82 gibt für die Triodensektion in den Grenzwerten einen maximal zulässigen Wert des Gitterableitwiderstandes Rg(max) von 1[MOhm] an. Eine Halbierung dieses Wertes bei der Schaltungsdimensionierung ist gute Praxis. Generell wäre natürlich ein niedriger Wert des Gitterableitwiderstandes wünschenswert (geringere Brummempfindlichkeit durch Niederohmigkeit, geringeres Widerstandsrauschen bei Niedrigstpegelstufen etc.), jedoch belastet dieser Gitterableitwiderstand die vorhergehende Stufe und geht damit in deren Verstärkung ein. Da die Pentode mit einem relativ hochohmigen Anodenwiderstand von 120[kOhm] arbeitet, ist selbst ein 470[kOhm] Gitterableitwiderstand hier nicht mehr zu vernachlässigen - sehr vereinfacht runtergebrochen reduziert sich die Spannungsverstärkung maximal ganz grob um: (120[kOhm] + 470[kOhm]) / 470[kOhm], also um etwa den Faktor 1.26 oder um ca. 2[dB]. Da diese Verstärkungsreduktion innerhalb der Gegenkopplungsschleife passiert (also die sowieso nicht gigantische Leerlaufverstärkung des VR70 reduziert), verändert sich natürlich auch das Verhalten der Gegenkopplung um diesen Betrag. Sollte das (wider Erwarten) zu Schwierigkeiten führen, kann man den Gitterableitwiderstand bis in die Nähe des maximal zulässigen Grenzwertes erhöhen - und da ich einen minimalen Sicherheitsabstand von ca. 20% zu den Grenzdaten für sinnvoll und notwendig erachte, hab' ich eben als oberen Grenzwert 820[kOhm] genannt. Mit einem 820[kOhm] Gitterableitwiderstand hätten wir gemäß obiger Daumenpeilrechnung dann: (120[kOhm] + 820[kOhm]) / 820[kOhm], also eine maximale Verstärkungsreduktion um ca. den Faktor 1.15 oder ca. 1.2[dB], was ich persönlich für unproblematisch halte. Wenn man alle Hochpässe in einer Stufe auf derselben -3[dB] Grenzfrequenz halten möchte, wäre allerdings für einen 820[kOhm] Gitterableitwiderstand der Kapazitätswert des Koppelkondensators auf 56[nF]/400[V] abzuändern, um wieder in etwa auf die 3.5[Hz] zu kommen.

Die obigen Rechnungen sind, wie gesagt, Daumenpeilungen, welche den Innenwiderstand der Pentode außer acht lassen. Nehmen wir nun mal Sidolfs Messungen zum Pentodenteil dazu:

Vorstufe (Pentode):

Ua Vorstufe im AP: 84,40 Volt
Ug2 Vorstufe im AP: 33,76 Volt
Ug1 Vorstufe im AP: -0,67 Volt
Ik Vorstufe im AP: 1,34 mA

so ergibt sich bei der Pentode im Arbeitspunkt ein Innenwiderstand von ca.: (84,40[V] - 0,67[V]) / 1,34[mA] = ca. 62,5[kOhm]. Ganz korrekt ist dieser Wert allerdings nicht (er wird in der Praxis geringfügig höher liegen), weil im Kathodenstrom auch noch der Schirmgitterstrom drinsteckt, der ja an der Anode nicht mehr auftaucht und außerdem der Kathodenwiderstand der Pentode hier nicht berücksichtigt ist (ich hab' das Schaltbild grade nicht zur Hand). Wie dem auch sei, wir rechnen jetzt der Einfachheit halber mal mit den 62,5[kOhm].

Nun bilden die 120[kOhm] Anodenwiderstand mit dem Innenwiderstand der Pentode in Höhe von 62,5[kOhm] einen Spannungsteiler, wobei dem Innenwiderstand der Pentode jetzt (gegenüber dem Originalzustand des VR70) wechselspannungsmäßig noch der Gitterableitwiderstand der Triode parallel geschaltet ist, welcher die Verstärkung mindert.

Nun rechnen wir mal die Verstärkungsminderung für einen 470[kOhm] Gitterableitwiderstand bei Berücksichtigung des Pentodeninnenwiderstandes aus:

1. Parallelschaltung 470[kOhm] und 62,5[kOhm]: 1 / ((1 / 470[kOhm]) + (1 / 62,5[kOhm])) = ca. 55,2[kOhm].
   
2. Verstärkungsminderung: ((120[kOhm] + 55,2[kOhm]) / 55,2[kOhm]) / ((120[kOhm] + 62,5[kOhm]) / 62,5[kOhm]) = ca. 1,087 fache Verstärkungsminderung oder eine Dämpfung von ca. 0,7[dB].
   

Diese Dämpfung von ca. 0,7[dB] mit einem 470[kOhm] Gitterableitwiderstand bei Berücksichtigung des Pentodeninnenwiderstandes kann man meiner Meinung nach vernachlässigen - mit einem 820[kOhm] Gitterableitwiderstand ergäbe sich hier übrigens ein Dämpfungswert von ca. 0,4[dB].

Was man übrigens aus den -0,67[V] Gitterspannung der Pentode recht schön rauslesen kann: Die Eingangsaussteuergrenze des Dynavox liegt bei ca. 2 * 0,67[V] = ca. 1,34[Vss] bzw. ca. 475[mVeff] (einmal positive Halbwelle bezogen auf die -0,67[V] und einmal negative Halbwelle bezogen auf die -0,67[V]). Schickt man ein größeres Eingangssignal in den Dynavox rein, fließt in der Pentode Gitterstrom und diese Stufe fängt an, zu verzerren. Damit ist der VR70 empfindlicher, als ich eigentlich dachte. Im Datenblatt des Pentodenteils der ECF82 steht übrigens interessanterweise bei den Grenzwerten: "Gitterstromeinsatz (I(g1) <= 0.3[µA]): -1.3[V]". Das steht etwas im Widerspruch zu den gemessenen -0.67[V] (die Kennlinien hab' ich mir jetzt allerdings nicht angesehen) - vielleicht war ja der Spannungsmesser bei den Gitterspannungsmessungen nicht hochohmig genug, und wir haben es hier mit einem veritablen Meßfehler zu tun?



Grüße

Herbert


EDIT:

OberstVilla schrieb:

Wenn ich's richtig verstanden habe,siehts nun so aus (kurz mal hingeschmiert):

Ja, genauso war das gemeint, Manfred.


Ach ja, die für die (Überschlags)rechnungen verwendeten Formeln:

1. Spannungsteiler etc: Ohmsches Gesetz, Leistungsrechnung (P = U * I).
   
2. -3[dB] Grenzfrequenz von R/C-Gliedern: f(g) = 1 / (2 * pi * R * C)
   
3. Dämpfungsverlauf eines R/C-Hochpaßgliedes: a = 1 / (sqr (1 + (f(g)² / f²)))
   
4. dB-Rechnung im Spannungsbereich: [dB] = 20 * log (U(out) / U(in))
   

wobei gilt:

• f(g) = Grenzfrequenz in [Hz]
  
• f = aktuelle Frequenz in [Hz]
  
• R = Widerstandswert in [Ohm]
  
• C = Kapazitätswert in [F]
  
• U = Spannung in [V]
  
• I = Strom in [A]
  
• P = Leistung in [W]
  
• pi = Kreiszahl Pi (3.1415926)
  
• sqr = Quadratwurzel
  
• a = numerische Dämpfung (1 = keine Dämpfung, < 1 = Dämpfungswert, 0.7071 = (sqr(2) / 2) = sin(45[°]) = -3[dB] Punkt)
  

n'Abend,

heute war ich lötfröhlich und habe Herberts Tipp mal in die Praxis umgesetzt.

So sieht das nun aus (Beispiel linke ECF82):

Vorher mit Gleichspannungskopplung:



Nun umgebaut auf Wechselspannungskopplung:

Was man nicht mehr sehen kann: Die Leiterbahn, wo jetzt der Koppelkondensator sitzt, ist durchtrennt.

Gruß
Manfred

OberstVilla schrieb:

n'Abend, heute war ich lötfröhlich und habe Herberts Tipp mal in die Praxis umgesetzt.

Hallo Manfred,

und wie klingt der Dyny nach dem Eingriff ????.

Gruß.

Michael