10J12C = WE310A?

Keiner eine Idee?

Moin Michael,

Der Haken an der Sache ist, dass es eigentlich keinen gibt.
Die 10J12S ist ein feiner Nachbau der 310A. Allerdings herrscht in HighEnd-Kreisen die Meinung, dass Russen Grobmotoriker sind und deshalb Röhren dieser Herkunft nur Arbeitstiere sein können, jedoch mit schöngeistiger Audiowiedergabe nix gemein haben...Unfuch.
Zudem erzeugt so eine Penthode bei höherer Aussteuerung (den in HighEnd-Kreisen sehr unbeliebten) Klirr 3. Ein Grund, warum selbst die Original-310A nicht mehr so gefragt sind. Dazu kommt (neben dem exorbitanten Preis) dann noch ein Pegelabfall im Hochton von 1-2dB bei 20kHz, weil die 310 zu hochohmig ist, um die heute geforderten 500kHz ohne Pegelabfall an einer 300B darzustellen. Wozu eine solche Leistungsbandbreite sein muss, weiß sicher nur der HighEnd-Gott...
Für mich ist die 310A (oder eben auch das Derivat aus Sankt-Petersburg, habe sogar ein paar Valvos davon) nicht nur die optisch schönste, sondern auch klanglich perfekteste Art, eine 300B zu befeuern. An Hörnern oder an Lautsprechern der Klipsch Heritage Serie geht klanglich sowas "von die Sonne auf", dass man das fast nicht mehr toppen kann...auch wenn die rein synthetischen Messungen diese Sache als "Nicht HiFi" abtun...
Mein Tip, rechtzeitig eindecken, bevor diese Type dann doch wieder irgendwie gehypt wird.

Gruß, Matthias

Moin Matthias,

perfekt, genau so eine Antwort wollte ich lesen.
Weißt du zufällig wie hoch der Innenwiderstand der 310A bzw. der 10J12C ist?
Das habe ich im Datenblatt leider nicht gefunden.

Gruß,
Michael

Moin,

Klick
2.Seite unter "Plate Resistance"

Gruß, Matthias

Hallo,

vielen Dank, ich hatte zwar auch ein Datenblatt von Western Electric, aber das sah ganz anders aus und da stand das nicht drin.

Aber waurm ist der Innenwiderstand anders, je nach dem wie man die Röhre betreibt? Zwischen Triode und Pentode ist ja klar, aber da sind es ja nur verschiedene Anodenspannungen? Also ich meine den Unterschied zwischen 0,75m, 0,90m und 1,15m Ohm.

Gruß,
Michael

Moin,

Aber waurm ist der Innenwiderstand anders, je nach dem wie man die Röhre betreibt? Zwischen Triode und Pentode ist ja klar, aber da sind es ja nur verschiedene Anodenspannungen? Also ich meine den Unterschied zwischen 0,75m, 0,90m und 1,15m Ohm.

Der Innenwiderstand ist eben keine statische Größe, sondern ändert sich mit dem jeweiligen Arbeitspunkt...

Ich habe mich in meinem letzten Post etwas missverständlich geäußert...

...weil die 310 zu hochohmig ist, um die heute geforderten 500kHz ohne Pegelabfall an einer 300B darzustellen.

Dabei spielt der Innenwiderstand nur eine untergeordnete Rolle. Bei der typischen Beschaltung der 310A, arbeitet diese auch als Penthode...Dabei ist die Ausgangsimpedanz der Verstärkerstufe hauptsächlich vom Arbeitswiderstand (ca. 100kOhm) und dem dazu parallel zu rechnenden Innenwiderstand abhängig...man wird also bei einer Größenordnung von um die 90kOhm Ausgangsimpedanz rauskommen. Und das sorgt für Pegelabfall in der Größenordnung 2-3dB bei 20kHz. (Dem man natürlich mit Tricks beikommen kann...so es wirklich stört )
Die Idee, die 310A als Triode zu beschalten (ca. 9kOhm Ausgangsimpedanz) scheitert an der zu geringen Verstärkung. Das reicht leider nicht, um, selbst mit heute üblichen Line-Pegeln (2Veff), auf die erforderliche Treiberspannung einer 300B zu kommen. Geht nicht mal mit einer Anodendrossel .
Zudem erzeugt sie dann höheren Klirr.

Gruß, Matthias

Hallo Matthias,

Der Innenwiderstand ist eben keine statische Größe, sondern ändert sich mit dem jeweiligen Arbeitspunkt...

Danke, wieder etwas dazu gelernt.

Und das sorgt für Pegelabfall in der Größenordnung 2-3dB bei 20kHz.

Das macht mir etwas Sorgen. Nicht weil ich ein Goldohr habe, sondern weil ich in einem Fachbuch gelesen habe das ein Verstärker eine viel höhere Grenzfrequenz, bzw. Bandbreite haben muss. Ich glaube um keine Probleme mit Phasenverschiebungen zu bekommen? Leider fand ich den Text nicht mehr.

Dem man natürlich mit Tricks beikommen kann...so es wirklich stört

Wie denn? Einen Hochpass einbauen?

Die Idee, die 310A als Triode zu beschalten (ca. 9kOhm Ausgangsimpedanz) scheitert an der zu geringen Verstärkung.

Das habe ich sowieso nicht vor.

Gruß Michael

Moin Michael,

Das macht mir etwas Sorgen. Nicht weil ich ein Goldohr habe, sondern weil ich in einem Fachbuch gelesen habe das ein Verstärker eine viel höhere Grenzfrequenz, bzw. Bandbreite haben muss. Ich glaube um keine Probleme mit Phasenverschiebungen zu bekommen?

Fürchte Dich nicht! Probleme mit Phasenverschiebungen haben etwas mit Gegenkoppelungen zu tun...diese wollen wir doch, in diesem Fall, komplett weglassen . Das ist was für Weicheier...Frequenzgangbegradigung durch Gegenkoppelung...das passt zu diesem Verstärkerkonzept so ganz und gar nicht.
Da haben wir zunächst die klassische Penthodenschaltung der 310A auf die 300B:

Pegelabfall um 2,5dB und ein Phasenfehler von -63° bei 20kHz...Gleichwohl ist das klanglich nicht schlecht! Man schaue sich nur an, was heutige Main-Stream-Verstärker (Transistor) und gar noch CD- oder andere digitale Quellen so an Phasenmurks abliefern...Da liegt das wohl voll im Toleranzbereich
Hier nun die Trikserei in erster Ausführung:

Dazu gekommen ist nur der C5. Diese kleine Kapazität macht die stufeninterne (Strom-) Gegenkoppelung der 310A frequenzabhängig. Der Gegenkoppelungsgrad sinkt mit höherer Frequenz, somit steigt die Verstärkung zu höheren Frequenzen und gleicht den Abfall aus. Heraus kommt ein Phasenfehler von nur noch -38° bei einem Abfall <0,5dB/20kHz...Schon weit besser.
Wenn man die entsprechenden Messmittel zur Verfügung hat, kann man sich auch an eine kleine Mitkoppelung im Hochton wagen:

Allerdings ist hier Vorsicht geboten, denn all zu schnell kann es zu Schwingerscheinungen kommen...Mitkoppelungen sind gefährlich!
Verantwortlich sind hier C6 und R6...welche frequenzabhängig die Verstärkung beeinflussen. Heraus kommt ein Pegelabfall von 0,3dB und ein POSITIVER Phasenfehler von einigen Grad. Dieser positive Phasenfehler wirkt korrigierend auf evtl. vorhandene negative Phasenfehler der Komponenten vor dem Verstärker in der Kette...Man kann tatsächlich bei einer Null rauskommen, wenn man das optimiert und die Komponenten in der Kette, vor dem Verstärker, selbst entworfen oder ausgemessen hat.
Das Ganze ist nun messtechnisch nicht unbedingt HiFi (Gesamtklirr >2%)...allerdings klanglich eine Offenbarung. Klirr ist nur ein Parameter...es gibt wichtigere...
Wenn übrigens der leichte Pegelanstieg im Tiefbass stört, die Kapazitäten C1 und C7 verdoppeln...und Ruhe ist. Allerdings habe ich an der Stelle Folien verbaut und da sind schon 140µF sowohl recht teuer, als auch recht vuluminös...

Gruß, Matthias

Hallo Matthias,

tausend Dank erstmal, mit deiner Antowort hast du mir sehr weiter geholfen!

Wenn man die entsprechenden Messmittel zur Verfügung hat, kann man sich auch an eine kleine Mitkoppelung im Hochton wagen:

Ist das diese Ultrapath Geschichte?

Diese kleine Kapazität macht die stufeninterne (Strom-) Gegenkoppelung der 310A frequenzabhängig.

Darf eine Pentode überhaupt eine interne Gegenkopplung haben? Ich habe gelesend dass das nur bei Trioden Sinn macht, weil bei der Pentode der Anodenstrom != Kathodenstrom ist und es deshalb zu Verzerungen kommen kann.

Bei deiner Schaltung verstehe ich ein paar Dinge nicht:
- Für was ist R4?
- C4 ist doch bestimmt falsch, normalerweiße sind das 0,1µF, um weniger Auflade- / Entladezeit zu haben?
- Was machst du da in der Kathode? Normalerweiße sind 880 - 1000 Ohm?
- Warum hat die 310A bei vielen Schaltungen keinen Gitterableitwiderstand? Braucht man den nicht immer?

Gruß,
Michael

Moin Michael,

Scheinbar habe ich mit meinen Ausführungen mehr Fragen aufgeworfen, als beantwortet...

Ist das diese Ultrapath Geschichte?

Nein. Das hat mit "Ultrapath" nix zu tun. "Ultrapath" wird zur Bezeichnung einer Topologie benutzt, bei der "ein Ende" des Kathoden-Brückenkondensators statt gegen Masse, gegen die Betriebsspannung geschaltet wird. Er liegt also zwischen Kathode und Betriebsspannung. Das bringt zwei entscheidende Vorteile:
- Direkt nach dem Einschalten liegt die Kathode auf sehr hohem Spannungspotential und dieses Sinkt mit der Aufladung des Brückenkondensators langsam ab. Deshalb ist während der Aufheizphase das Gitter sehr negativ gegenüber der Kathode, weshalb sich der Anodenstrom nur langsam aufbaut. Das ist schonend für die Röhre, da es nicht zu einem erhöhten Anodenstrom während der Aufheizphase kommen kann.
Hier mal ein Beispiel:

Da haben wir als rote Graphen den Anodenstrom und die Kathodenspannung für die "normale" Schaltung und als grüne Graphen diese der "Ultrapath"-Geschichte...ist schon ein Unterschied.
Zu einer "echten Ultrapath-Schaltung" fehlt aber eigentlich noch die Induktivität und der Gleichstromwiderstand der Lautsprecherfeldspule zwischen der Betriebsspannung und dem Übertrager...Dieses bildet mit dem (eigentlich sehr kleinen!) Brückenkondensator gegen Ub, eine Art Gegenkoppelung, die den Frequenzgang im Bass-Bereich positiv beeinflusst...Das wäre, neben der eingekoppelten Brummspannung an der Kathode, welche brumminimierend wirkt, der zweite Vorteil der Ultrapath-Schalte...Genug davon.
Die Schaltung sollte auch andeuten, was ich

- Was machst du da in der Kathode? Normalerweiße sind 880 - 1000 Ohm?

da an der Kathode treibe... Einfach eine symmetrische Speisung...2,2 parallel 2,2kOhm =1,1kOhm...ist nicht ganz die 880 oder 1k, sorgt aber für einen sehr konservativen Arbeitspunkt mit nur 75mA Anodenstrom...Damit hat man dann zwar kein "Leistungs-" wohl aber ein "Lebensdauer-Wunder"

-Für was ist R4?

Damit der geneigte Bastler während der Aufbau- und Experimentier-/Optimier-Phase, nicht dauernd eine "geflimmert" bekommt. Ein "Bleeder"...Gehört über jeden Kondensator>1µF und >200V...ausgenommen Koppelkondensatoren.

- C4 ist doch bestimmt falsch, normalerweiße sind das 0,1µF, um weniger Auflade- / Entladezeit zu haben?

Jap, genau, so ist man das gewohnt...ist aber Murks. Die Auflade- /Entladezeit ist nur für den Einschalt- und Ausschaltmoment entscheidend, und damit völlig irrelevant! Ansonsten wird so ein Koppelkondensator "nicht andauernd umgeladen"...ein sich hartnäckig haltendes Ammenmärchen...
Hierzu:
- Kapazitiver Blindwiderstand
- Und hier
Zum Rechnen:
- Hier
Welcher Koppelkondensator wird wohl mehr "umgeladen"?
Der mit 1µF:

Oder der mit 0,1µF:

Richtig, umgeladen wird da Goanix...Lediglich die Spannungsänderung ist durch den höheren Blindwiderstand (bei 20Hz) des 0,1µF Kondensators größer, als bei dem mit 1µF...Und das hat dann wieder was mit Hochpässen und Phasentreue zu tun.
Die 1µF Kapazität sind also volle Absicht.

- Warum hat die 310A bei vielen Schaltungen keinen Gitterableitwiderstand? Braucht man den nicht immer?

In meiner Schalte ist das Lautstärke-Poti gleichzeitig der Gitterableitwiderstand (der immer benötigt wird)...DAVOR kann man ja noch einen Koppel-C (mit 2-5µF) einsetzen, welcher evtl. anfallende Gleichspannungsanteile der Signalspannung "abfängt". Auch wäre ein zusätzlicher Gitterableitwiderstand (für die ganz ängstlichen) von einigen hundert Kiloohm sinnvoll, falls der "Schleifer" des Poti mal hochohmig wird...(Was einem in diesem Fall, beim Hören auffallen sollte..."Hörst Du noch was?..."...und mit einer Abschaltung vor Rauchentwickelung enden sollte...aber auch diese würde sich wohl in Grenzen halten )

Darf eine Pentode überhaupt eine interne Gegenkopplung haben? Ich habe gelesend dass das nur bei Trioden Sinn macht, weil bei der Pentode der Anodenstrom != Kathodenstrom ist und es deshalb zu Verzerungen kommen kann.

Die hat diese, wenn ich den Kathoden-Brückenkondensator weglasse...
In diesem speziellen Fall, wird eine Ausgangspannung der Treiberstufe von ~200Vpp bei einer Eingangsspannung von 2Veff erreicht. Das Ganze bei enem Gesamtklirr <1%...Wenn keine (stufeninterne Strom-)Gegenkoppelung vorhanden ist (z.B.Brücken des Kathodenwiderstandes mit 1000µF), dann erreicht man die 200Vpp am Ausgang schon mit 0,7Veff am Gitter...allerdings mit >4% Klirr!...Was klirrt nun wohl mehr? Man liest viel, wenn der Tag lang ist...vor Allem im Internet...manche Veröffentlichungen sollten durchaus zensiert werden... (Auch meine...

Gruß, Matthias

Hallo Matthias,

ja, bin halt "leider" neugierig. Vielen Dank das du so geduldig mit mir bist.
Manche Fragen waren aber tatsächlich zu voreilig.

Nein. Das hat mit "Ultrapath" nix zu tun.

Sorry, das mit dem Ultrapath war einfach falsch von mir, danke für die ausführliche Aufklärung.

da an der Kathode treibe... Einfach eine symmetrische Speisung...2,2 parallel 2,2kOhm =1,1kOhm...

OK, der zweite 2,2 kOhm Widerstand ist mir irgendwie entgangen.

In meiner Schalte ist das Lautstärke-Poti gleichzeitig der Gitterableitwiderstand (der immer benötigt wird)...

Auch peinlich, hätte ich sehen und wissen können.

Damit der geneigte Bastler während der Aufbau- und Experimentier-/Optimier-Phase, nicht dauernd eine "geflimmert" bekommt.

Das ist mir klar, so mache ich es auch. Ich war nur verwirrt, weil man das in einer Simulation nicht braucht.

Jap, genau, so ist man das gewohnt...ist aber Murks. Die Auflade- /Entladezeit ist nur für den Einschalt- und Ausschaltmoment entscheidend, und damit völlig irrelevant!

Das ist interessant, das dachte ich nämlich spontan auch als erstes. Respekt für deine Kompetenz. Im Internet finden man die Aussage so oft dass der Verstärker durch große Koppel-C's langsam wird. Übers Wochenende habe ich viel recherchiert und die Aussage dass das bei einem Hochpass keine Auswirkung bei Wechselstrom hat, finde ich plausibler.

Aber... bei deiner Schaltung hast du eine untere Grenzfrequenz von 0,48 Hz. Jetzt habe ich wiederum gelesen dass bei einer zu niedrigen Grenzfrequenz der Ausgangsübertrager stark klirrt. Den Grund dazu habe ich noch nicht so recht verstanden, aber ich glaube der Eisenkern ist dann zu stark gesättigt?

Die hat diese, wenn ich den Kathoden-Brückenkondensator weglasse...

Also damit habe ich mich wohl falsch ausgedrückt. Beim gebrückten Kondensator hat man natürlich mehr Klirr, keine Frage. Die Frage ist ob man Pentoden überhaupt brücken kann? Das soll wohl eher nicht so gut funktionieren, so wie ich das verstanden habe? Aber vielleicht irre ich mich auch.

Man liest viel, wenn der Tag lang ist...vor Allem im Internet...

Vollkommen richtig, aber in diesem Thread bin ich genauso im Internet.
Es ist für mich schwierig mit gegenseitigen Aussagen wie mit den Koppelkondensatoren umzugehen, wenn ich keine Möglichkeit habe, es messtechnisch zu überprüfen.
Aber du untermauerst deine Aussagen wenigstens mit Simulationen, was sehr hilfreich und glaubhaft ist.

Gruß,
Michael

Moin Michael,

Vielen Dank das du so geduldig mit mir bist.

Gerne doch. Da ich, mit an Sicherheit grenzender Wahrscheinlichkeit, die Welt nicht mehr mit eigenen Verstärker-Konstruktionen beglücken werde, teile ich meine Erfahrungen gern. Gleichwohl, sind es nur MEINE Erfahrungen, die keinerlei Anspruch auf Richtigkeit haben und deshalb NICHT unhinterfragt übernommen werden sollen/dürfen.

Damit der geneigte Bastler während der Aufbau- und Experimentier-/Optimier-Phase, nicht dauernd eine "geflimmert" bekommt. Das ist mir klar, so mache ich es auch. Ich war nur verwirrt, weil man das in einer Simulation nicht braucht.

So ein "Bleeder" hat, als Bestandteil eines Spannungsteilers, auch Einfluß auf die entstehende Spannung. Da ich Wert darauf lege, dass meine Simulationen möglichst genau mit der Realität übereinstimmen, wird sowas mit simuliert.

Aber... bei deiner Schaltung hast du eine untere Grenzfrequenz von 0,48 Hz. Jetzt habe ich wiederum gelesen dass bei einer zu niedrigen Grenzfrequenz der Ausgangsübertrager stark klirrt. Den Grund dazu habe ich noch nicht so recht verstanden, aber ich glaube der Eisenkern ist dann zu stark gesättigt?

Das ist ja auch völlig richtig, mit dem "satten Eisen". Nur unterliegt der Hobby-High-End-Bastler nicht dem ökonomischen "Rotstift-Konzept". Wenn mein gewählter AÜ-Kern droht, in die Sättigung zu gelangen, dann ist der einfach zu klein! Wenn man Geräte zu hunderttausenden für den Konsumer-Bereich baut, wird man den Frequenzgang "untenrum" beschneiden und sich ob des klanglichen Ergebnisses nicht sorgen, da alle dem "Rotstift" unterliegen...und somit alle, mehr oder weniger, den gleichen Murks bauen...welcher dann auch noch Einzug in die Lehrmittel angehender Entwickler gehalten hat...
Ich kann mich da recht lebhaft an irgendwelche Lobpreisungen irgendeiner Penthode EL-Schlagmichtot gegenüber einer wirklich audiotauglichen AD1 erinnern...Bullshit, wer das Geschreibsel damals verzapft hat, hat nie einer AD1 lauschen dürfen... Aber so ist das nun mal...Eins ergab das Andere und am Ende durften wir uns über frequenzgangbeschnittene Penthoden-Push-Pull (oder Gegentakt) Gewürgel mit massiven Gegenkoppelungen erfreuen...mit schön hohen Leistungsangaben im Prospekt und klanglich einem toten Hering ähnlich... Das Transistor-Zeitalter erledigte dann den Rest...
Der wirkliche Genießer pfeift auf diesen ganzen Unsinn, wird hinter eine 300B einen Übertrager hängen, der für 30 oder 50W bei 20Hz reicht und mit den herauskommenden 6-8W sehr, sehr glücklich sein...Damit wird der Übertrager zwar heute teurer sein, als der gesamte Einstandspreis der damaligen PP-Boliden in den 60ern, aber damit kommt dann auch RICHTIG Musik in den Hörraum. Und wenn ich dann mit den 10k:8 Übertragern mit richtig viel "Heinrichen" nur 4W an Leistung bekomme, werde ich an LAUTsprechern damit sehr glücklich sein...und wenn nicht, gibt es ja noch die 845...

Mein Rat, einfach mal probieren...nicht messen, sondern bei einer schönen Flasche Wein lauschen...

Gruß, Matthias

Hallo an die 2M,

vielleicht hat der Einsatz des "Bleeders" auch nur deshalb keinen Sinn, weil mit den R7 und R8 bereits ein Solcher vorhanden ist. So wie es jetzt dargestellt ist, blutet es mit nur 55kOhm ein bisschen heftig. Im späteren realen Einsatz genügt sicherlich etwas um 200kOhm, und zum Versuchsaufbau nehme ich immer einen Umschalter, der in der Aus-Stellung einen kleinen Widerstand zum Entladen einfügt.

Zum Koppelkondensator: Hier hat Matthias wirklich richtungweisende Grundlagenarbeit geleistet. Denn häufig liest man in der Tat, dass eine Eckfrequenz von 10 Hz doch wirklich ausreichend sei. Dabei wird übersehen, dass "Eckfrequenz" bedeutet, dass man dort bereits einen Pegelabfall von 3 dB hat. Und - das hat Matthias mit einigen Beispielen unterlegt - die Phasenverschiebungen im unteren Bass werden ganz fürchterlich.

Die Sorge um einen verlangsamten Verstärker wegen der großen Koppelkapazitäten begegnet - auch als Theorie - die Parallelschaltung von mehreren Kondensatoren. Einen mit der Eckfrequenz von 10 Hz und ein zweiter parallel mit dem Zehnfachen.

Gruß
sb

Hallo Matthias,

irgendwie verstehe ich nicht was du mit den Übertragern meinst. Klar habe ich als Bastler alle Mittel. Aber selbst wenn ich unendlich viel Geld in die Hand nehmen könnte, kann ich mir keinen SE-Übertrager kaufen, der Frequenzen unter 20 Hz, oder sagen wir mal unter 15 Hz wieder geben kann.
So etwas gibt es einfach nicht, würde ich behaupten.
Die 0,48 Hz sind ja fast Gleichstrom, damit kann der Übertrager doch nichts anfangen. Zumindest habe ich es verstanden dass das ziemlich kontraproduktiv ist (Klirr)? Eine Grenzfreuqenz von 10 Hz sollten da gesünder sein, oder nicht? Oder wie hast du das letztendlich gemeint?

Beim restlichen Test stimme ich dir zu.


Hallo selbstbauen,

schön dass wir nicht alleine sind!

Und - das hat Matthias mit einigen Beispielen unterlegt - die Phasenverschiebungen im unteren Bass werden ganz fürchterlich.

Das verstehe ich nicht, wie meinst du das jetzt? Meinst du, dass die Phasenverschiebungen durch eine möglichst tiefe Grenzfrequenz besser werden?

- auch als Theorie - die Parallelschaltung von mehreren Kondensatoren

Also darüber habe ich auch gelesen, dass genau das überhaupt nichts bringt, bzw. am Signal ändert. Das einzige was sich ändert, dass sich die Kapzität addiert. Das mit der Parallelschaltung von Kondensatoren soll ein weit verbreitetes Ammenmärchen sein.

Gruß,
Michael

Moin,

Ja, Sb,

vielleicht hat der Einsatz des "Bleeders" auch nur deshalb keinen Sinn, weil mit den R7 und R8 bereits ein Solcher vorhanden ist.

Damit hast Du völlig Recht! Aber, wie ich schrieb:

Damit der geneigte Bastler während der Aufbau- und Experimentier-/Optimier-Phase, nicht dauernd eine "geflimmert" bekommt.

Wie schnell ist aus so einer Penthode, beim Rumexperimentieren, eine Triode geworden und R7/8 nicht mehr vorhanden...Wer schon mal an 55µF bei 1000V gegriffen hat, wird sich den Schmerz sehr genau gemerkt haben...Bei mir kommen über alle solche Kapazitäten, VOR dem ersten Mal Spannung, direkt mindestens 2 Stück solcher Bleeder (parallel), direkt an der Kapazität verschraubt oder verlötet...Die ganz dicken Hochspannungskapazitäten kommen nicht umsonst, bei Anlieferung, mit einer Drahtbrücke daher...

Hier hat Matthias wirklich richtungweisende Grundlagenarbeit geleistet.

Ach bitte, nicht so dick. Ich habe lediglich 1 und 1 zusammengezählt, und aufgehört, Verstärker mit eingeschwungenen Sinussignalen zu simulieren und zu messen.
Zu Phasenfehlern ist anzumerken, dass diese (im Frequenzbereich unter 1kHz) immer mit einem Gruppenlaufzeitfehler einher gehen. Ein Sinus mit einer niedrigen Frequenz erscheint verzögert am Ausgang des Verstärkers...(weshalb, nebenbei bemerkt, Gegenkoppelungen hier wenig zielführend sind!).
Jedes (natürliche!, nicht synthetischer Sinus-Unsinn) akustische Ereignis hat immer eine Grundwelle und dazu korrespondierende Oberwellen...Die wenigsten Instrumente sind frei davon. Wenn jedoch die Grundwelle verzögert gegenüber den Oberwellen, am Ausgang des Verstärkers (und somit am Lautsprecher) erscheint, dann stimmt da irgendetwas klanglich nicht mehr...Zum Glück hat das Gehirn gelernt, mit Audio-Konserven umzugehen und rechnet fleißig, zum normalen akustischen Erfahrungsschatz, gegen... Irgendwie klingt es dann noch wie Musik, aber es ermüdet irgendwann und wird nervig. Zeitlichen Versatz von Grund- zu Oberwellen kann man sehr gut erhören...Je geringer dieser ist, um so natürlicher wird die Musik. Das funktioniert aber nur dann, wenn auch schon bei der Aufnahme auf geringe Phasenfehler Wert gelegt wurde. Sparsam mikrofonierte Life- und/oderv Unplugged- Sachen und sehr alte Aufnahmen haben hier meist die Nase vorn. Das kann ich aber nur herausfinden, wenn meine Kette nicht alles irgendwie phasenmäßig "vermanscht". Und wenn man eine solche Wiedergabekette hat, fallen einem wirklich gut gemachte Aufnahmen sofort auf.

Jeder Filter (Hochpass- / Tiefpass - oder Notch-) hat was zum Phasengeschehen beizutragen...Gleichspannungs-Koppelung von "Vorn bis Hinten" wäre das Mittel der Wahl...allerdings mit Röhren schwer zu realisieren...

Die 0,48 Hz sind ja fast Gleichstrom, damit kann der Übertrager doch nichts anfangen. Zumindest habe ich es verstanden dass das ziemlich kontraproduktiv ist (Klirr)? Eine Grenzfreuqenz von 10 Hz sollten da gesünder sein, oder nicht? Oder wie hast du das letztendlich gemeint?

Das nennt das Kind beim Namen...Der Übertrager ist an allem Schuld. Nur geht es nicht wirklich ohne...Es sind doch zwei Sachen...was der Verstärker wiedergeben könnte und was tatsächlich an Tiefbass drüber geht. Das Subkontra-C einer Orgel (16,4Hz) sollte musikalisch der tiefste Ton sein, der irgendwie vorkommen könnte...Den haben wir ja nicht dauernd Auch wenn ich eine untere Grenzfrequenz von 0,48Hz habe, werde ich wohl sowas nicht absichtlich wiedergeben wollen...Viel interessanter sind plötzliche akustische Ereignisse...(der Drummer hat mal richtig in die Fussmaschine getreten!)...und die können eine noch viel geringere Frequenz aufweisen....Wenn man immer mit eingeschwungenen Sinus-Tönen unterwegs ist, wird sowas ohne Belang sein...Für richtige Wiedergabe ist es aber schon wichtig, wie ein solches Signal meinen Verstärker und meine Lautsprecher durchläuft. Es geht also nicht darum, 0,48Hz wiederzugeben, sondern 80Hz zeitlich korrekt...
Und nein, die Physik lässt sich nicht überlisten...Den perfekten Ausgangsübertrager wird es weder für Dollar, noch für Euroz geben...
Aber Hier mal ein Beispiel, wo man hinkommen kann...Ist zwar für die 845, macht aber hinter einer 300B auch genau, was es soll...Habe das zwar nur in Luftverdrahtung aufgebaut, gemessen und gehört, ist aber "sowas von Geil"...

Hier noch Lesestoff, wie es mit dem Hören so ist...mit den Phasensachen und dem ITD und ILD...Klick

Ich könnt mich da noch stundenlang drüber auslassen...

Gruß, Matthias

Hallo Michael,

[quote="D1675 (Beitrag #15)"] Meinst du, dass die Phasenverschiebungen durch eine möglichst tiefe Grenzfrequenz besser werden? [/quote]

die Phasenverschiebungen fallen geringer aus. Die Grundwelle kommt zeitlich dichter an die Übertragung der Oberwellen heran. Der ganze Aufwand im Verstärker wird natürlich nur dann zum Gehör durchdringen, wenn der Lautsprecher den Frequenzgang zeitrichtig überträgt. Bei Mehrweglautsprechern ist das in den seltensten Fällen der Fall. Breitbänder oder Elektrostaten mit breitem Frequenzgang können das besser. Und so passiert es manchmal, dass der Murks eines Verstärkers im Lautsprecher auf den genau gegenteiligen Murks triff, und das Ganze dann herrlich zeitrichtig aufspielt. Und der Kunde sagt dann, der Verstärker von XY ist topp.

[quote]- auch als Theorie - die Parallelschaltung von mehreren Kondensatoren[/quote]
Also darüber habe ich auch gelesen, dass genau das überhaupt [b]nichts[/b] bringt, bzw. am Signal ändert. Das einzige was sich ändert, dass sich die Kapzität addiert. Das mit der Parallelschaltung von Kondensatoren soll ein weit verbreitetes Ammenmärchen sein. [/quote]

Vieles in der Elektroakustik ist ohne Beleg für eine echte Klangauswirkung. Das macht aber nichts, denn eine Verschlechterung kann man ausschließen, auch wenn die Verbesserung nicht belegt ist. Meine These ist aber, dass alle Varianten eine Auswirkung auf den Klang haben. Manche sind aber so gering, dass sie nicht ins Gewicht fallen, oder sie klingen nur anders. Die Bypass-Kondensatoren kann man auch auch als frequnzabhängigen Widerstand sehen. Und der Strom fließt den Weg des geringsten Widerstands. Bietet man ihm mehrere Wege an, so wird - falls es einen Durchlassunterschied gibt - der Strom anteilig über die einfachere Brücke gehen.

Das ist halt meine Philosophie, wenn man es selber baut: Das, was die Industrie aus Kostengründen nicht realisiert, kann man mit nur geringem Aufwand probieren. Und die Summe aller kleinen Verbesserungen, die einzeln nichts bringen, kann man doch als Verbesserung hören.

Gruß
sb

Hallo zusammen,

da ist was wahres dran, bei einem Verstärker ist mehr wie ein lineal glatter Frequenzgang entscheidend.

Aber Hier mal ein Beispiel, wo man hinkommen kann...Ist zwar für die 845, macht aber hinter einer 300B auch genau, was es soll...Habe das zwar nur in Luftverdrahtung aufgebaut, gemessen und gehört, ist aber "sowas von Geil"...

WOW, was es alles gibt... wahrscheinlich im Kleinwagen Bereich, oder mehr. Ich will es nicht wissen. Soweit möchte und kann ich dann doch nicht gehen.

Und so passiert es manchmal, dass der Murks eines Verstärkers im Lautsprecher auf den genau gegenteiligen Murks triff, und das Ganze dann herrlich zeitrichtig aufspielt. Und der Kunde sagt dann, der Verstärker von XY ist topp.

Wahrscheinlich ist das der Grund warum es so viel Streit und Diskussionen über verschiedene Verstärker gibt. Die Kombination der ganzen Kette machts aus.

Vieles in der Elektroakustik ist ohne Beleg für eine echte Klangauswirkung. Das macht aber nichts, denn eine Verschlechterung kann man ausschließen, auch wenn die Verbesserung nicht belegt ist.

Finde es vollkommen in Ordnung wenn du eine eigene Philosophie hast. Es gibt ja z.B. auch die Philosophie mit möglichst wenig Bauteilen im Signalweg. Die verfolge ich auch etwas, obwohl das irgendwie quatsch ist.

Wenn nur alle Threads so angenehm wären. Ich bin euch so dankbar für die ausführliche Beteiligung an dem Thread!

Gruß,
Michael

Hallo,

habe hier mal eine Schaltung gezeichnet. Ist nichts außergewöhnliches, außer die guten Tipps von Matthias und die feste Gittervorspannung.
Es wäre nett wenn jemand drüber schauen könnte, ob ein grober Fehler vorliegt? Gerade die Trafospannung und Stromstärken wären interessant, weil so einen Trafo kann man nicht eben mal neu bestellen, was bei Widerständen und Kondensatoren nicht das große Problem sind.





Gruß,
Michael

Moin Michael,

Nach kurzem Überfliegen der Schaltungen denke ich, dass da noch einiger Handlungsbedarf besteht.
Die negative Gittervorspannung von nur max. -70V passt ganz und gar nicht zu den 420V Anodenspannung....das ergibt weit über 100mA Anodenstrom!
Soll die Anodenspannung wirklich über 400V liegen? Da ist man dann schon im Bereich der "Maximum Operating Conditions"...Also sehr beanspruchte Röhren, die das mit sehr kurzer Haltbarkeit quittieren...
Mit der Heizerei der 300B, geht so auch nicht...entweder symmetrische Kathodenspeisung, oder ein Heizpin auf Masse...beides kombiniert ergibt keinen Sinn.
Welche Übertrager hast Du geplant?
Warum eigentlich der Aufwand mit der negativen Gittervorspannung? Ein Kathodenwiderstand ist doch perfekt...na gut, dann muss der aber auch mit einer großen Kapazität gebrückt werden...diese entfällt, aber ist das den Aufwand wert?

Ich schau mir das nachher noch mal genauer an...

Gruß, Matthias

Moin,

Also Nachtrag zum letzten Post...
- Die Gittervorspannung muss im Bereich 80 bis 100V einstellbar sein, damit also mindestens -100V am Poti.
- Der Schleifer des Poti sollte mit 30-50µF gegen Masse wechselspannungsmäßig kurzgeschlossen werden
- Die Heizungen für die 300B sollten getrennt sein und nicht auf Masse liegen. Dazu dann zwei Heiztrafos (oder Wickelungen) mit 6V/2A vorsehen...Die Gleichrichtung erfordert mehr Strom. Ein wenig Überspannung kann man prima über ein paar kleine Hochlastwiderstände verbraten (die dann zweckmäßiger Weise zwischen den beiden Kapazitäten wirklich eine CRC Siebung bilden) So, wie jetzt dargestellt, wird man die 5V nicht erreichen. Gerade bei DHT ist die Einmhaltung der korrekten Heizspannung existenziell...
- Die Wickelung für die Anodenspannung ist zu klein dimensioniert. Hier müssen 400V/300mA angenommen werden, um auf die angestrebte Spannung zu kommen und den Trafo nicht zu sehr zu lasten...der wird sonst sehr freundlich warm (Ich gehe davon aus, dass das keine Monoblöcke mit zwei getrennten Netzteilen werden...)
- Die zweite Siebkapazität (hinter der Drossel) ist viel zu klein. Hier sollten pro Kanal mindestens 100µF angenommen werden, also ~200µF für stereo. Mit nur 33µF/10H/33µF erhält man einen Restbrumm von ~4mVeff am Lautsprecherausgang...das brummt an Lautsprechern mit brauchbaren Wirkungsgrad vernehmlich...Zudem sollte auch etwas Reserve für Bassimpulse vorhanden sein...
- Die Symmetrierung an den Kathoden der 300B würde ich mit einem Rheostaten(Potentiometer größerer Leistung) von <=100Ohm vornehmen. Damit kann man dann auf geringsten Brumm einstellen
- Den 10Ohm Widerstand würde ich gegen einen 1Ohm Widerstand tauschen. Damit kann man am heißen Ende gegen Masse den Anodenstrom messen...1mV=1mA (die gesamte Symmetrierung/Messmimik sollte nicht zu hochohmig werden)
- Der 10kOhm Widerstand für die Spannungsentkoppelung der Vorstufe sollte gegen 6,8kOhm getauscht werden
- Der Kathodenwiderstand der 310A sollte auf 1kOhm verkleinert werden. (Mit dem neuen Arbeitspunkt der Endstufe reicht die Verstärkung sonst nicht mehr zur Vollaussteuerung.)
- Die Heizwickelung 10V für die 310A auf 300mA auslegen (wenn sich die 10V bei 500mA einstellen, wird die Röhre überheizt, da sie nur ~300mA aufnimmt, und somit die Spannung über 10V steigt...laut Datenblatt sind aber 9-10V zulässig...)

Hier noch Empfehlungen für Ausgangsübertrager:
- 53.01 von Reinhöfer
- 1628SEA von Hammond
- S-11 von Monolith

Soviel soweit...

Gruß, Matthias

Hallo Michael,

den Schleifer des Trimmers für die neg. Gittervorspannung solltest du mit einem 100k-Widerstand gegen die Spannungseinspeisung brücken. Falls der Schleifer den Kontakt verliert, dann steigt die Vorspannung ins Negative und die Röhre überlebt. Ohne den Widerstand steigt sie beim Ausfall des Trimmers ins Positive und das kann auch den Übertrager abrauchen lassen.

Gruß
sb

Hallo,

vielen Dank für eure großzügige Hilfe!

Ich habe zu wenig über die Schaltung geschrieben. Viele Ideen in der Vorstufe und dem Netzteil sind von dieser Seite entnommen worden:
https://www.frihu.co...au/300b_singleended/

Der Endstufen Teil stammt aus einem Röhrenverstärker Fachbuch. Außer die vermurkste Anodenspannung und Betriebsspannung...
Das Netzteil ist für einen Monoverstärker. Es sollen schon getrennte Monoblöcke werden. Kann sein dass ich mit den Stromstärken zu großzügig war. Das habe ich angepasst.

Die Ausgangstrafos habe ich bereits, es sind James JS-6123HS. Bitte steinigt mich jetzt nicht, die waren nicht günstig.

Die negative Gittervorspannung von nur max. -70V passt ganz und gar nicht zu den 420V Anodenspannung....das ergibt weit über 100mA Anodenstrom! Soll die Anodenspannung wirklich über 400V liegen? Da ist man dann schon im Bereich der "Maximum Operating Conditions"...Also sehr beanspruchte Röhren, die das mit sehr kurzer Haltbarkeit quittieren...

Nein, das ist natürlich quatsch, mir ist Haltbarkeit wichtiger als Leistung. Irgendwie bekomme ich das mit der Kennlinienschar bei Endröhren nicht gebacken. Die -70V sollten stimmen, das steht so auch in meinem Buch und das erscheint mir auch logisch, weil die Kennlinien bei höhere negativer Vorspannung krummer werden. Der Strom sollte so bei 65 - 70 mA liegen.
Die Frage ist welche Anodenspannung? 380V?

Mit der Heizerei der 300B, geht so auch nicht...entweder symmetrische Kathodenspeisung, oder ein Heizpin auf Masse...beides kombiniert ergibt keinen Sinn. Welche Übertrager hast Du geplant?

Das habe ich im Schaltplan wahrscheinlich falsch eingezeichnet. Ich habe es korrigiert.

Warum eigentlich der Aufwand mit der negativen Gittervorspannung? Ein Kathodenwiderstand ist doch perfekt...na gut, dann muss der aber auch mit einer großen Kapazität gebrückt werden...diese entfällt, aber ist das den Aufwand wert?

Das ist eine berechtigte Frage, da ich selbst eigentlich auf Auto-Bias stehe. Nun erstens, weil viel Energie und vor allem Wärme verbraten wird. Zweitens weil ich gerne die lokale Gegenkopplung nutzen möchte, da ich ja auf die Über-alles Gegenkopplung verzichte. Bringt das nichts?

Der Schleifer des Poti sollte mit 30-50µF gegen Masse wechselspannungsmäßig kurzgeschlossen werden

Für was ist das gut?

Die zweite Siebkapazität (hinter der Drossel) ist viel zu klein. Hier sollten pro Kanal mindestens 100µF angenommen werden, also ~200µF für stereo. Mit nur 33µF/10H/33µF erhält man einen Restbrumm von ~4mVeff am Lautsprecherausgang...das brummt an Lautsprechern mit brauchbaren Wirkungsgrad vernehmlich...Zudem sollte auch etwas Reserve für Bassimpulse vorhanden sein...

Dazu habe ich bei der verlinkten Seite von Frihu gelesen, dass große Kondensatoren den Verstärker "langsamer" machen. Hier weiß ich nicht ob das der gleiche Quark wie bei den Koppelkondensatoren ist?

Die Symmetrierung an den Kathoden der 300B würde ich mit einem Rheostaten(Potentiometer größerer Leistung) von <=100Ohm vornehmen. Damit kann man dann auf geringsten Brumm einstellen

Stimmt, kann man machen. Ich wollte es erst mal ohne probieren.

Den 10Ohm Widerstand würde ich gegen einen 1Ohm Widerstand tauschen. Damit kann man am heißen Ende gegen Masse den Anodenstrom messen...1mV=1mA (die gesamte Symmetrierung/Messmimik sollte nicht zu hochohmig werden)

Das schon, aber ist so ein 1 Ohm Widerstand nicht zu ungenau zum messen? Es soll ja auch ein 2 Watt Typ sein.

den Schleifer des Trimmers für die neg. Gittervorspannung solltest du mit einem 100k-Widerstand gegen die Spannungseinspeisung brücken. Falls der Schleifer den Kontakt verliert, dann steigt die Vorspannung ins Negative und die Röhre überlebt. Ohne den Widerstand steigt sie beim Ausfall des Trimmers ins Positive und das kann auch den Übertrager abrauchen lassen.

Danke, das klingt sehr sinnvoll! Ich hoffe ich habe es richtig in die Schaltung eingezeichnet, bin mir nicht sicher?


Die geänderten Bauteile habe ich grün eingezeichnet, ich hoffe das habe ich richtig verstanden. Mit den Spannungen bin ich mir nach wie vor unsicher, sorry.





Gruß,
Michael

Moin Michael,

Au wacke...hier geht's ja nochmal richtig tief in die Niederungen der Grundlagen...
Zunächst zum Arbeitspunkt der Endstufenröhre (300B)
Wenn man mit Anodenstromkennlinienscharen nicht vertraut ist, hilft manchmal eine Vorgabe vom Röhrenhersteller.
Hier in sehr ausführlicher Form zu finden...
Interessant ist die Seite 4..."Recommended Operating Conditions"...
Da findet man verschiedene vorgeschlagene Arbeitspunkte mit Angaben zur erzielbaren Leistung, den erreichbaren Klirrdämpfungen und den jeweiligen Anodenspannungen und Anodendenströmen, korrespondierend mit den (negativen) Gitterspannungen...

Im Falle Deiner Ausgangsübertrager sollte der Blick in die Zeilen mit einem "Load Resistance" von ca. 5000Ohm gerichtet sein...
Da haben wir also z.B. 350V Anodenspannung mit -76V am Gitter ergibt 50mA Anodenstrom eine verfügbare Leistung von 6,2W bei einer Klirrdämpfung von -30dB K2 und -45dB K3 (zur Orientierung -40dB entspricht 1%, -30dB ~3,1%)
Möglich wäre auch:400V Anodenspannung, -87V am Gitter mit 60mA oder 400V / -91V bei 40mA...
Das sind allerdings nur Vorschläge, die zu der Impedanz Deiner JS-6123HS passen sollten...es gibt unendlich viel mehr Kombinationen.
Hier noch der Hinweis...Die Anodenspannung ist die Spannung zwischen Anode und "virtueller Kathodenmitte"...Also bei Deiner Schaltung die Spannung zwischen Anode und dem Mittelpunkt der Symmetrierwiderstände minus dem Spannungsabfall über diese (Beispiel Anodenstrom=60mA, Symmetrierung=2 x 33Ohm parallel...ergibt nach Ohm: U = R x I = 17,5 x 0,06 = ~1V...also zu vernachlässigen) .
Die Betriebsspannung ist jedoch was anderes...Bei fester Gittervorspannung wäre dies die Anodenspannung plus den Spannungsabfall über den Ausgangsübertrager plus den Spannungsabfall über die Symmetrierung + den Spannungsabfall über den Kathodenwiderstand (1Ohm) zum Messen...
Also z.B,
Gleichstromwiderstand des AÜ ~200Ohm x 0,06A = ~12V plus Anodenspannung 400V + Spannungsabfall über Symmetrierung/Messwiderstand 1V macht zusammen ~413V als Betriebsspannug, damit bei 60mA Anodenstrom und ~400V "über der 300B stehen bleiben"...
Wenn man jetzt einen Kathodenwiderstand zur automatischen Gitterspannungserzeugung nutzt, muss diese Gitterspannung dazu addiert werden...also z.B. 413V plus 87V macht eine Betriebsspannung von 500V. Dabei müssen diese 87V bei 60mA über diesen Widerstand abfallen... Nach Ohm, R = U / I ergibt sich 87V/0,06A = 1450Ohm also rund 1,5KOhm (Bei Röhrentechnik kommt es auf ein paar Prozent nicht an... )

Soviel zum Thema Anoden- und Betriebspannung, Anodenstrom und Arbeitspunkt...

Das ist eine berechtigte Frage, da ich selbst eigentlich auf Auto-Bias stehe. Nun erstens, weil viel Energie und vor allem Wärme verbraten wird. Zweitens weil ich gerne die lokale Gegenkopplung nutzen möchte, da ich ja auf die Über-alles Gegenkopplung verzichte. Bringt das nichts?

Erstens...Ja, Wärme wird erzeugt... Nach P = U x I z.B. 87V x 0,06A = 5,22W mit dem 1,5kOhm Widerstand wie weiter oben erwähnt...Die Röhre braucht eine Heizleistung von ca. 6W (5V x 1,2A) und macht eine Anodenverlustleistung von z.B. 24W (400V x 0,06A)...sind 30W, wenn kein Signal anliegt...was kümmern da zusätzliche 5,nochewas Watt?
Zweitens...Nein, eine lokale (Strom-)Gegenkoppelung gibt es bei fester Gitterspannung nicht. Diese würde nur dann vorhanden sein, wenn ein Kathodenwiderstand vorhanden ist (also Auto-Bias), der zudem auch noch, nicht kapazitiv gebrückt sein darf.
Es bringt also Nix.

Der Schleifer des Poti sollte mit 30-50µF gegen Masse wechselspannungsmäßig kurzgeschlossen werden Für was ist das gut?

Dafür, dass die Gittervorspannung nicht mit dem Musiksignal moduliert wird, da die Gitterspannungszuführung und Regelung recht hochohmig ist...

Dazu habe ich bei der verlinkten Seite von Frihu gelesen, dass große Kondensatoren den Verstärker "langsamer" machen. Hier weiß ich nicht ob das der gleiche Quark wie bei den Koppelkondensatoren ist?

Nun, man kann dem Frihu ja folgen..."langsamer Verstärker"...wat'n Quatsch...allerdings hört der Spaß bei Brumm und zusammenbrechender Betriebspannung bei Bass-Impulsbelastung auf...

Das schon, aber ist so ein 1 Ohm Widerstand nicht zu ungenau zum messen? Es soll ja auch ein 2 Watt Typ sein.

Wieso dös? 1Ohm ist eine durchaus gebräuchliche Größe für Spannungsteiler in Spannungsmessgeräten oder als Shunt-Widerstand für Strommessungen...Warum aber 2W??? Nach U = R x I ergibt sich ein Spannungsabfall von 60mV bei 60mA also eine Leistung von P = U x I von 0,06 x 0,06 = 0,0036W also 36mW...die kleinsten beschaffbaren bedrahteten Widerstände mit 125mW sind da schon hoffnungslos überdimensioniert...was aber sollen da 2W
Ist genau so unsinnig, wie die utopischen Leistungen, die manchmal für die Kathodenwiderstände an Endstufen empfohlen werden...wenn da 5W erzeugt werden, ist man mit 10W schon sehr nett am Start...Was aber sollen 20 oder gar 50W an dieser Stelle?

So, und dann nochmal zurück an den Start...
Meine Auslegung für den Koppel-C ist für ernsthafte Ausgangsübertrager gedacht...Mit dem JS-6123HS und seinen popeligen 14H Primärinduktivität wird das bei 20Hz bei 1W schon mächtig klirren, an 5 oder mehr Watt ist da gar nicht zu denken...-3dB Punkt soll bei 15Hz sein...aber auch das ist nur Wunschdenken...Also den Koppel-C auf 33nF senken, was bei 20Hz zu -3dB führt...Dann ist der Übertrager wenigstens nicht "dauersatt".
An Tiefbass und Phasentreue braucht man da dann auch keine Gedanken zu verlieren...Sowas hat zum Verruf der 300B geführt, der darob nachgesagt wurde, keinen Bass zu können... Und doch, kann die, aber in der richtigen Umgebung!

Gruß, Matthias

Hi Matthias,

ich klink mich hier kurz ein. Welches Sim-Modell der 310A hast du genommen? Und welchen Übertrager simulierst du da? Sieht nach teurem Eisen aus.

Ich nutze nämlich in meinem 300b ein Paar 10J12S und deren Arbeitspunkteinstellung entspricht nicht wirklich der Simulation mit der WE310A.

Was hälst du davon den Anodenwiderstand der 310A tiefer zu fahren? So um die 47-59k?

Hast du sowas schon mal Simuliert:

Hier noch der Hinweis...Die Anodenspannung ist die Spannung zwischen Anode und "virtueller Kathodenmitte"...Also bei Deiner Schaltung die Spannung zwischen Anode und dem Mittelpunkt der Symmetrierwiderstände minus dem Spannungsabfall über diese (Beispiel Anodenstrom=60mA, Symmetrierung=2 x 33Ohm parallel...ergibt nach Ohm: U = R x I = 17,5 x 0,06 = ~1V...also zu vernachlässigen) . Die Betriebsspannung ist jedoch was anderes...Bei fester Gittervorspannung wäre dies die Anodenspannung plus den Spannungsabfall über den Ausgangsübertrager plus den Spannungsabfall über die Symmetrierung + den Spannungsabfall über den Kathodenwiderstand (1Ohm) zum Messen... Also z.B, Gleichstromwiderstand des AÜ ~200Ohm x 0,06A = ~12V plus Anodenspannung 400V + Spannungsabfall über Symmetrierung/Messwiderstand 1V macht zusammen ~413V als Betriebsspannug, damit bei 60mA Anodenstrom und ~400V "über der 300B stehen bleiben"... Wenn man jetzt einen Kathodenwiderstand zur automatischen Gitterspannungserzeugung nutzt, muss diese Gitterspannung dazu addiert werden...also z.B. 413V plus 87V macht eine Betriebsspannung von 500V. Dabei müssen diese 87V bei 60mA über diesen Widerstand abfallen... Nach Ohm, R = U / I ergibt sich 87V/0,06A = 1450Ohm also rund 1,5KOhm (Bei Röhrentechnik kommt es auf ein paar Prozent nicht an... ) Soviel zum Thema Anoden- und Betriebspannung, Anodenstrom und Arbeitspunkt...

Danke für diese Überlegung - habe ich mir so noch gar nie überlegt bei Autobias... Phuu


EDIT: Ignorier bitte den GK input an der 310A Kathode.. Da hab ich rumgespielt..

Moin Daniel,

Gratulation, Du hast einen drei Jahre alten Thread exhumiert!

Hier das seinerzeit verwendete Modell:

*
* Generic pentode model: WE310A
* Copyright 2003--2008 by Ayumi Nakabayashi, All rights reserved.
* Version 3.10, Generated on Sat Mar 8 22:43:11 2008
* Plate
* | Screen Grid
* | | Control Grid
* | | | Cathode
* | | | |
.SUBCKT WE310A A G2 G1 K
BGG GG 0 V=V(G1,K)+0.54054476
BM1 M1 0 V=(0.010235898*(URAMP(V(G2,K))+1e-10))**-0.32209043
BM2 M2 0 V=(0.82323027*(URAMP(V(GG)+URAMP(V(G2,K))/17.269587)))**1.8220904
BP P 0 V=0.00076747724*(URAMP(V(GG)+URAMP(V(G2,K))/20.977833))**1.5
BIK IK 0 V=U(V(GG))*V(P)+(1-U(V(GG)))*0.00046759791*V(M1)*V(M2)
BIG IG 0 V=0.00038373862*URAMP(V(G1,K))**1.5*(URAMP(V(G1,K))/(URAMP(V(A,K))+URAMP(V(G1,K)))*1.2+0.4)
BIK2 IK2 0 V=V(IK,IG)*(1-0.4*(EXP(-URAMP(V(A,K))/URAMP(V(G2,K))*15)-EXP(-15)))
BIG2T IG2T 0 V=V(IK2)*(0.83327343*(1-URAMP(V(A,K))/(URAMP(V(A,K))+10))**1.5+0.16672657)
BIK3 IK3 0 V=V(IK2)*(URAMP(V(A,K))+7155)/(URAMP(V(G2,K))+7155)
BIK4 IK4 0 V=V(IK3)-URAMP(V(IK3)-(0.00043926524*(URAMP(V(A,K))+URAMP(URAMP(V(G2,K))-URAMP(V(A,K))))**1.5))
BIP IP 0 V=URAMP(V(IK4,IG2T)-URAMP(V(IK4,IG2T)-(0.00043926524*URAMP(V(A,K))**1.5)))
BIAK A K I=V(IP)+1e-10*V(A,K)
BIG2 G2 K I=URAMP(V(IK4,IP))
BIGK G1 K I=V(IG)
* CAPS
CGA G1 A 0.016p
CGK G1 K 3.6p
C12 G1 G2 2.4p
CAK A K 9p
.ENDS


Die Kiste existiert nicht nur in Simulation, sondern auch in der Realität...mit preiswerten Hammond 1630SEA Übertragern. Die kommen zwar obenrum an so Tangos nicht ran, aber dafür können die richtig fett Bass und Impuls... 42 Heinriche eben.

Was Du da zeigst, ist wohl ein Ausriß aus der WEW91 Schaltung... mit "Ultrapath" und Brumminimierung durch Restbrumm am Gitter der Endstufenröhre... Allerdings wird das so nix bringen... Der Kathodenbypass-Kondensator ist viel zu groß unf es fehlt die Feldspule des Lautsprechers, damit das wie vorgesehen funktioniert... Auch ist die Originalschaltung mit einer Treiberei aus zwei WE310A und kräftiger ÜA-Gegenkoppelung.
Qwnn man nur Teile des Gesamtkonzeptes übernimmt, fällt das Ergebnis sehr schlecht aus... habs probiert...

Den Arbeitswiderstand der WE310A zu verkleinern (Beschaltung des SG mit ändern!) bringt sehr wenig.

Gruß, Matthias

Die Kiste existiert nicht nur in Simulation, sondern auch in der Realität...mit preiswerten Hammond 1630SEA Übertragern. Die kommen zwar obenrum an so Tangos nicht ran, aber dafür können die richtig fett Bass und Impuls... 42 Heinriche eben. Was Du da zeigst, ist wohl ein Ausriß aus der WEW91 Schaltung... mit "Ultrapath" und Brumminimierung durch Restbrumm am Gitter der Endstufenröhre... Allerdings wird das so nix bringen... Der Kathodenbypass-Kondensator ist viel zu groß unf es fehlt die Feldspule des Lautsprechers, damit das wie vorgesehen funktioniert... Auch ist die Originalschaltung mit einer Treiberei aus zwei WE310A und kräftiger ÜA-Gegenkoppelung. Qwnn man nur Teile des Gesamtkonzeptes übernimmt, fällt das Ergebnis sehr schlecht aus... habs probiert... Den Arbeitswiderstand der WE310A zu verkleinern (Beschaltung des SG mit ändern!) bringt sehr wenig.

Hi Matthias,

danke für die Antwort, ja ich habe selbst erkannt, dass ich da einigen Mist produziert habe. Meinst du, den ganzen Ultrapath-Kram weglassen? Ich habe mittlerweile auch herausgefunden wieso Sim und Realität bei mir so weit auseinandergedriftet sind. Ich Idiot

Hi Matthias,

Mir lässt das alles hier keine Ruh..

Die hat diese, wenn ich den Kathoden-Brückenkondensator weglasse... In diesem speziellen Fall, wird eine Ausgangspannung der Treiberstufe von ~200Vpp bei einer Eingangsspannung von 2Veff erreicht. Das Ganze bei enem Gesamtklirr <1%...Wenn keine (stufeninterne Strom-)Gegenkoppelung vorhanden ist (z.B.Brücken des Kathodenwiderstandes mit 1000µF), dann erreicht man die 200Vpp am Ausgang schon mit 0,7Veff am Gitter...allerdings mit >4% Klirr!...Was klirrt nun wohl mehr? Man liest viel, wenn der Tag lang ist...vor Allem im Internet...manche Veröffentlichungen sollten durchaus zensiert werden... (Auch meine...

Ich hab ja dann auch nach deinem Beispiel umgebaut - Geiler Amp!

Jetzt liegen hier noch Teile rum um einen weiteren 300b zusammenzubrutzeln - und ich wollte mal unkonventionelle Konzepte simulieren. Aber ich lass mal Bilder sprechen:



Wie du siehst mit EF804s als Treiber und ECC82 als Kathodenfolger.

Nur leider sieht das mit einem Rechteck ganz wüst aus:



Bei weglassen des Kathodenfolgers sieht das ganze etwas besser aus. Kannst du mir in all deiner Weisheit die Erleuchtung bieten wieso das so ist?

EDIT: Wieso Kathodenfolger - habe ich erstmal als Sinnvoll angesehen, der Phasengang und Frequenzgang der Simu war vielversprechend. Klar habe ich mir durch den KF etwas Klirr eingemischt aber 1.69% bei Vollaussteuerung kann ich leben.

Du steuerst mit dem Katodenfolger die Endtriode niederohmig an, dadurch wird Cdyn der 300B schneller umgeladen. D.h. der Rechteck wird steilflankiger übertragen und stößt so die Streuresonanz des Ausgangstrafos an.
Die EF804S hat einen wesentlich größeren Innenwiderstand, dadurch werden die Rechteckflanken abgeflacht und die Überschwinger werden kleiner.

Diesen Test solltest Du am realen Verstärker durchführen und die Primärseite des AÜ für HF etwas bedämpfen.

Hi DB,

danke für den Input. Heisst also es würde grundsätzlich nichts gegen dieses Konzept sprechen?

Ah DB ich babe ganz vergessen zu erwähnen, dass das gezeigte Rechteck zwischen 804s und ecc82 gemessen ist. Also nicht nach AÜ

Das sollte nicht so sein. Ich kann die Indizes nicht erkennen, ist für mich zu klein. Wie sieht es denn an der Anode aus, wenn Du den Katodenfolger abmachst?

Hi DB,

hier mal etwas grösser:



Ohne KF macht die EF804s genau die gleichen harten Über und Unterschwinger.

Hier noch die Treiberschalte etwas mehr im Detail:



EDIT: Die hohe Spannung auf dem Bild am G2 stimmt so nicht, da steht während der Simulation 106 Volt

Mach mal den Katodenkondensator a) weg und b) größer, vielleicht 50µF.
Die 71V an der Katode können aber auch nicht sein. Irgendwas ist da faul.

Ich hatte heute vormittag die Schaltung mit einer EF80 simuliert und konnte den Effekt nicht nachvollziehen.

Servus Daniel,

Airsal86 (Beitrag #33) schrieb:

Ohne KF macht die EF804s genau die gleichen harten Über und Unterschwinger

das wundert mich überhaupt nicht, weil: Mit 1.8[nF](!!) / 1.2[kOhm] bildet die Kathodenkombination C3 / R4 ein Differenzierglied mit einer -3[dB] Grenzfrequenz von ca. 74[kHz] und einer Zeitkonstante von ca. 2,16[µs]. Gut möglich, daß diese Zeitkonstante die zu sehenden Über- und Unterschwingernadeln sind. Nach einem Flankenwechsel wird C3 zunächst einmal umgeladen und stellt für kurze Zeit mehr oder weniger einen Kurzschluß dar. Während dieser Zeit steigt die Verstärkung der Stufe deutlich an. Wenn C3 dann geladen ist, greift die Wechselstromgegenkopplung über R4 und die Verstärkung sinkt ab. Mit dem nächsten Flankenwechsel wiederholt sich dieses Spiel. Die zu sehenden Über- und Unterschwingernadeln sind das Resultat. Wenn Du den Kondesator C3 in seiner Kapazität verdoppelst, sollte sich auch die Breite der Nadelimpulse verdoppeln. Bei Verdreifachung: Verdreifachung der Breite der Nadelimpulse usw.

Also: C3 entweder ganz weglassen oder auf einen für die unterste zu übertragende Audiofrequenz sinnvollen Wert vergrößern (über den Daumen gepeilt in der Gegend von mindestens ca. 33[µF]) - wie DB ja schon vorgeschlagen hat.

Und dann: Warum hängt das Schirmgitter über einen Spannungsteiler und nicht einfach über einen passend dimensionierten Einzelwiderstand an der Betriebsspannung dran? Die Schirmgitterspannung der EF804S darf laut Datenblatt im Kaltfall 550[V] betragen und im Betrieb bis zu 200[V] - sowas sollte man doch auch mit einem einzigen, richtig dimensionierten Schirmgitterwiderstand einstellen können. Nach Deinem Simulationsgraphen hat das Rechteck (ohne die Über- und Unterschwinger) eine Amplitude von ca. 80[Vss]. Die Eingangsspannung beträgt 1,97[Vss]. Die Stufe liefert mit Stromgegenkopplung also grade mal ca. 40-fache Verstärkung (32[dB]) ab - das ist nach meinem Gefühl ein bißchen wenig für eine Pentode, die mit ca. +430[V] Betriebsspannung läuft. Dividiert man den 91[kOhm] Anodenwiderstand durch den 1,2[kOhm] Kathodenwiderstand, würde ich da sehr über den Daumen gepeilt eine Verstärkung in der Gegend von 80-fach zu erwarten. Ich hab' das jetzt nicht nachgerechnet, deswegen frage ich: Stimmt denn die Dimensionierung (auch die Höhe der Schirmgitterspannung) dieser Stufe? Ist das Modell der EF804S über jeden Zweifel erhaben? Was macht die Schaltung, wenn man eine Sinusspannung gleicher Amplitude einspeist (Stichwort: Verzerrungen)?

Wenn diese Stufe mit Anodendrossel laufen könnte, dann könnte man (durch Anwendung einer korrekten und wirksamen Siebkette) mit der Betriebsspannung dieser Stufe sehr viel weiter runter gehen (in die Gegend von ca. +300[V]), was auch die Schirmgitterthematik entschärfen würde - und trotzdem hätte man "Verstärkung satt". Wäre das eine Option?

Den Teil R14 (100[Ohm]) / C6 (10[µF]) des letzten Glieds der Anodenspannungssiebkette vor der EF804S kann man sich übrigens wegen weitestgehender Wirkungslosigkeit gleich schenken: Die -3[dB] Grenzfrequenz dieses Tiefpasses liegt bei ca. 159[Hz]; das heißt daß Netzbrumm mit 50[Hz] oder 100[Hz] dieses Glied praktisch ungehindert passieren kann. Dasselbe gilt sinngemäß für R15 (33[Ohm]) und C8 (30[µF]) - auch hier bei Netzbrumm: weitestgehende Wirkungslosigkeit. Die Widerstandswerte von R14 und R15 müssen also bei gleichbleibenden Kapazitäten DEUTLICHST größer werden, damit diese Siebkette bei 50[Hz] auch nur irgendeine Art von positiver Wirkung entfalten kann.

Aber sowas sieht man mit Simulationsprogrammen natürlich nicht (wenn man nicht selbst dafür sorgt, daß man Störgrößen in die Simulation mit einbaut), weil da immer perfekt brummfreie Gleichspannungen mit einem Innenwiderstand von 0[Ohm] (oder sehr in der Nähe davon) vorliegen.......da muß man dann schon mal löten......

Und, nur als Hinweis: Der Gegenkopplungspunkt "GK" stellt einfach einen Kurzschluß nach Masse dar, ob an diesem Punkt von "hinten" also irgendeine Gegenkopplungsmimik dranhängt oder nicht, wird an der Funktion der Schaltung rein gar nichts ändern.

Grüße

Herbert

Hallo Zusammen,

erstmal hier um Verwirrung zu vermeiden ein Bild mit den richtigen Zahlen:



So..

Mach mal den Katodenkondensator a) weg und b) größer, vielleicht 50µF. Die 71V an der Katode können aber auch nicht sein. Irgendwas ist da faul. Ich hatte heute vormittag die Schaltung mit einer EF80 simuliert und konnte den Effekt nicht nachvollziehen.

Sollte jetzt aussagekräftiger sein.

erstmal vorneweg: Mit 1.8[nF](!!) / 1.2[kOhm] bildet die Kathodenkombination C3 / R4 ein Differenzierglied mit einer -3[dB] Grenzfrequenz von ca. 74[kHz] und einer Zeitkonstante von ca. 2,16[µs]. Gut möglich, daß diese Zeitkonstante die zu sehenden Über- und Unterschwingernadeln sind. Nach einem Flankenwechsel wird C3 zunächst einmal umgeladen und stellt für kurze Zeit mehr oder weniger einen Kurzschluß dar. Während dieser Zeit steigt die Verstärkung der Stufe steil an. Wenn C3 dann geladen ist, greift die Wechselstromgegenkopplung über R4 und die Verstärkung sinkt ab. Mit dem nächsten Flankenwechsel wiederholt sich dieses Spiel. Die zu sehenden Über- und Unterschwingernadeln sind das Resultat. Wenn Du den Kondesator C3 in seiner Kapazität verdoppelst, sollte sich auch die Breite der Nadelimpulse verdoppeln. Bei Verdreifachung: Verdreifachung der Breite der Nadelimpulse usw.

Ja und das hat einen Hintergrund - kommt von der Schalte von Matthias mit der WE310A da die obere Grenzfrequenz mit Kathodenbypass relativ schnell absackt und somit der Phasengang auch nicht gerade erfreulich ist. Zudem Klirrt das ganze mehr. Und wenn da ein Kathodenelko dazu kommt habe ich eine für meinen Geschmack zu hohe Verstärkung.

Hier mal mit Kathodenbypass 1.8n / 100u / 33u in dieser Reihenfolge








Also wäre Variante 1.8n am interessantesten wenn die Überschwinger nicht wären - und ja Herbert du hast recht - mit grösserer Kapazität auf C3 hat man diese Überschwinger irgendwann weg. Auf kosten der anderen Qualitäten. Für mich ist alles um 2 Vss Eingangsspannung völlig in Ordnung. Kriterium zwei wäre Phasengang.

Und dann: Warum hängt das Schirmgitter über einen Spannungsteiler und nicht einfach über einen passend dimensionierten Einzelwiderstand an der Betriebsspannung dran?

Hab ich mal so aus WE91 derivaten übernommen - hier ist eine gasgefüllte Spannungsstabiröhre geplant (0D3A).

Ist das Modell der EF804S über jeden Zweifel erhaben? Was macht die Schaltung, wenn man eine Sinusspannung gleicher Amplitude einspeist (Stichwort: Verzerrungen)?

EF804s liegt rum und wäre Spannend weil mal was neues.

Hier noch ein paar Antworten:

Mein Entwurf, Line ist zwischen EF804s und ECC82 und Line2 am AÜ Sek.:



und hier mit 100uF Kathodenbypass und entsprechend angepasstem Eingangspegel von 0.52 Vss:

Und, nur als Hinweis: Der Gegenkopplungspunkt "GK" stellt einfach einen Kurzschluß nach Masse dar.

Sorry Leiche aus alten Zeiten..

Grüsse Daniel

Wenn Du im Schaltbildfester bei LTSpice unter dem Menüpunkt "View" die Option "Zoom to fit" verwendest, wird das Schaltbild in größtmöglicher Größe in das Fenster eingepaßt - das erleichtert die Lesbarkeit für Dritte, mit denen Du Deine Entwürfe diskutieren möchtest, ungemein. Auch die Schriftgröße aller Beschriftungen läßt sich verändern (sprich: vergrößern) - auch das trägt ungemein zur Lesbarkeit bei.

Grüße

Herbert

Daniel, was ich vorher noch vergessen hatte: Deine Schaltung hat ja keinen Koppelkondensator am Eingang (warum? weil Kondensatoren grundsätzlich "bäh" sind?)........aber Dein Rechtecksignal in der Simulation ist nicht symmetrisch um null Volt herum zentriert, sondern hat nur positive Polarität........verstellt also durch den Gleichspannungsanteil den Arbeitspunkt der EF804S gewaltig......

Grüße

Herbert

Gerade probiert: es liegt am zu kleinen Katodenkondensator.

Hi Zusammen,

Wenn Du im Schaltbildfester bei LTSpice unter dem Menüpunkt "View" die Option "Zoom to fit" verwendest, wird das Schaltbild in größtmöglicher Größe in das Fenster eingepaßt - das erleichtert die Lesbarkeit für Dritte, mit denen Du Deine Entwürfe diskutieren möchtest, ungemein. Auch die Schriftgröße aller Beschriftungen läßt sich verändern (sprich: vergrößern) - auch das trägt ungemein zur Lesbarkeit bei.

Sorry - ich mach Dir das nächstes mal grösser.

Daniel, was ich vorher noch vergessen hatte: Deine Schaltung hat ja keinen Koppelkondensator am Eingang (warum? weil Kondensatoren grundsätzlich "bäh" sind?)........aber Dein Rechtecksignal in der Simulation ist nicht symmetrisch um null Volt herum zentriert, sondern hat nur positive Polarität........verstellt also durch den Gleichspannungsanteil den Arbeitspunkt der EF804S gewaltig..

Ist ja vor dem gleichspannungsgekoppelten Kathodenfolger abgenommen - da muss noch DC anteil vorhanden sein.

Gerade probiert: es liegt am zu kleinen Katodenkondensator.

Dacht ich mir.. Ich frage mich was Matthias bei seinem Entwurf oben damit angestellt hat. Vielleicht findet er noch Zeit sich dazu zu äussern. Jedenfalls sieht das da nach der WE310A nicht so mies aus - läuft aber auch nicht in einen KF rein.. Vielleich den KF weglassen? Oder AC koppeln?

Der kleine Katodenkondensator steigert die Verstärkung der Pentodenstufe bei hohen Frequenzen, indem er den gegenkoppelnd wirkenden Katodenwiderstand bei hohen Frequenzen wechselspannungsmäßig überbrückt.
Damit kann man den Abfall des Frequenzganges am oberen Ende des Übertragungsbereiches korrigieren, z.B. um der Auswirkung von Cdyn der Endtriode entgegenzuwirken.
Für sich allein gesehen hat die Pentodenstufe dann natürlich ein lausiges Rechteckübertragungsverhalten.

@Daniel: Von wem ist denn Dein EF804S Spice-Modell? Ich hab' mal angefangen, mit dem EF804S Modell von Ayumi Nakabayashi in der Version 3.10 vom 07. August 2017 zu simulieren (mit Anodendrossel und dem Versuch, die parasitäre Drosselkapazität an anderer Stelle ebenso kapazitiv rauszutrimmen, um möglichst optimales Rechteckverhalten zu erhalten), bekomme aber zum Teil schwer verständliche Resultate. Außerdem kann ich mit diesem Modell die Datenblattarbeitspunkte der EF804S, wie sie im Telefunken-Datenblatt 010163 beschrieben ist, nicht nachvollziehen.

Gut möglich, daß hier bei mir das Problem vor dem Rechner sitzt. Aber um da weiterzukommen, wäre es schön, das von Dir verwendete Modell der EF804S zu kennen.

Was ich damit eigentlich erreichen wollte: EF804S mit 600[H] (parasitics: R(s) = 12[kOhm], C(p) = 55[pF]) Anodendrossel und 250[V] +U(B) betrieben. Anodenstrom ca. 3[mA], I(g2) ca. 700[µA]. Dann kann man von Deinen ca. +430[V] auf die 250[V] eine mehrstufige, wirksame RC-Siebkette aufziehen, mit der an den +250[V] so gut wie kein Brumm mehr ankommt - und bei (430[V] -250[V]) * ~ 4[mA] = ca. 720[mW] hält sich auch die Verlustleistung der Siebkette in Grenzen. Siebfaktor "C-R-C" Siebglied bei 100[Hz] (C= 100[µF], R= 47[kOhm]): ca. 2.960 - d.h. aus 10[Vss] Brummspannung bei 100[Hz] werden ca. 3,4[mVss] Brummspannung hinter diesem Siebglied. Den 47[kOhm] Widerstand in zwei 22[kOhm]-Widerstände aufgeteilt und in die Mitte einen weiteren 100[µF] Kondensator rein und die Brummspannung dürfte im zweistelligen Mikrovoltgebiet liegen. Diese Vorstufe macht am Ausgang bequem 200[Vss] bei 2[Vss] Eingangsspannung und sollte genügende "Dampf" haben, die Lastkapazität der 300B inklusive Miller und Verdrahtungskapazität von in Summe ca. 70[pF], die parallel zum 270[kOhm] Gitterableitwiderstand liegt, sinnvoll zu treiben - und zwar auch ohne dazwischengeschalteten ECC82 Kathodenfolger --> fertig wäre der 300B-Verstärker mit 2 Röhren (und hoher Eingangsempfindlichkeit).

Grüße

Herbert

Moin,

ich muß jetzt doch mal dazwischen hupen...
Zeit ist gerade nicht mein Problem, eher die Augen... eine Audienz beim Pabst bekommt man momentan wohl leichter. als einen Augenarzttermin...Gleichwohl möchte ich hier, mit meiner Uhrmacherlupe 10 cm vom Bildschirm oder der Tastatur entfernt, weiterhelfen.
@Herbert: Schöne Idee mit der Anodendrossel, jedoch macht dir Xl im Bassbereich und Xc im Hochton, wegen der sehr hohen Impedanz der Pentodenstufe einen Strich durch die Rechnung. Anodendrosseln funktionieren nur über sehr niederohmigen Trioden.
@DB: Du hast im letzten Post die Funktion des Katodenwiderstandsbrückenkondensators durchaus richtig erkannt und erläutert. Trotzdem bleibt dazu zu bemerken, dass man derlei Betrachtungen nicht ohne die Miller-Last anstellen sollte. Locken auf dem Rechteck sind sonst die Folge. Der Brückenkondensator muss sowohl auf die Gegenkopplung als auch auf die Schaltungsumgebung der Pentode abgestimmt sein.
@Daniel: Wenn du eine neue Schaltung aufbauen willst, die der Originalschaltung ähnlich ist, solltest du keinen Katodenfolger einsetzen. So du es dennoch tust, sollte dieser galvanisch entkoppelt sein (RC- Koppelung) und sämtliche Tricksereien an der Katode der Eingangspentode müssen entfallen. Allerdings ist eine ECC 82 als Katodenfolger parallel geschaltet völlig überdimensioniert (und sollte deshalb entfallen). Schicke mir bitte diese Simulation auf meine E-Mail.
Gruß, Matthias

Servus Matthias,

Rolf_Meyer (Beitrag #43) schrieb:

Zeit ist gerade nicht mein Problem, eher die Augen......Gleichwohl möchte ich hier, mit meiner Uhrmacherlupe 10 cm vom Bildschirm oder der Tastatur entfernt, weiterhelfen

mein Mitgefühl. Ich drück' Dir alle Daumen, daß das alles wieder so wird, wie Du es Dir wünschst.

Rolf_Meyer (Beitrag #43) schrieb:

@Herbert: Schöne Idee mit der Anodendrossel, jedoch macht dir Xl im Bassbereich und Xc im Hochton, wegen der sehr hohen Impedanz der Pentodenstufe einen Strich durch die Rechnung. Anodendrosseln funktionieren nur über sehr niederohmigen Trioden.....

......was dieser Schaltungsauszug des V76 Studio-Mikrofonvorverstärkers (aus dem IRT Braunbuch; Zeichnungsdatum des IRT: 15. Januar 1959; Verstärkung einstellbar von 3[dB] bis 76[dB]) aufs Eindrücklichste beweist :



Auch den Frequenzgang des Gesamtverstärkers kann man ja nur noch echt bescheiden nennen :



Der in Stellung "Gerade" bei 45[Hz] nach unten und bei 15[kHz] nach oben beginnende Abfall des Frequenzgangs ist übrigens nicht den Unzulänglichkeiten der beiden Anodendrosseln geschuldet, sondern genau so gewollt und spezifiziert (60[Hz] bis 15[kHz], +/-0,5[dB]; zulässige Abweichung bei 40[Hz]: +0,5[dB] / -1,5[dB]) - schließlich mußte dieses Gerät auch UKW-Stereo sendetauglich sein. Außerdem sollte er die Lösch- und Vormagnetisierungsfrequenzen von Bandmaschinen sehr stark dämpfen. Das für diese definierte Frequenzgangbeschneidung notwendige L/C/R-Schaltungsnetzwerk ist oben etwa in der Mitte des Schaltungsausrisses zu sehen (beginnend links mit R66 und endend rechts mit R70 sowie allen Bauteilen dazwischen) - angereichert um die beiden 25[nF] / 1[MOhm] Koppelhochpässe (f(g)-3[dB] = ca. 6,4[Hz]) sowie dem (im obigen Schaltbildauszug nicht zu sehenden) 40[Hz] Hochpaß auf der Primärseite des Eingangsübertragers.

Link zur gesamten Braunbuchbeschreibung des V76: http://audio.kubarth...2BG%21D9%40%60%60%0A

Grüße

Herbert

Hallo, lieber Herbert,
wieder einmal vergleichst du Äpfel mit Birnen. Die von dir hingewiesene Funktionstauglichkeit als Verstärker in einer UKW-Senderkette dieser Schaltung bemäntelt nur die Unzulänglichkeiten der Ausführung... denn besser geht es mit diesem Konstrukt einfach nicht.

Anodendrosseln funktionieren nur über sehr niederohmigen Trioden.

Dieses werde ich für dich nochmals umformulieren:
Anodendrosseln funktionieren OHNE MASSIVE EINBUSSEN in Frequenz- und Phasengang nicht.

Der Daniel hat Lautsprecher nach "Onken" mit 15-Zöllern am Start. Warum wohl? Weil diese Bässe verlustfrei bis runter zu 35 Hz abbilden können. Schau mal auf deinen Küchenradiofrequenzgang und vergiss die Sache mit der EF 804 unter einer Anodendrossel. Wir machen hier Highend nicht Lärm.
Gruß, Matthias

Hach wie ich euch alle mag

Danke allen für eure Ausführungen - Herbert, Anodendrossel fällt eh weg, da ich mit vorhandenem Material einen "Junkyard" 300b aufsetzen will.

Matthias, ich schick mal durch - und gute Besserung dir!

Hier noch das verwendete EF804s Modell:

* * Generic pentode model: EF804S_AN * Copyright 2003--2008 by Ayumi Nakabayashi, All rights reserved. * Version 3.10, Generated on Mon Aug 07 10:29:51 2017 * Plate * | Screen Grid * | | Control Grid * | | | Cathode * | | | | .SUBCKT EF804S A G2 G1 K BGG GG 0 V=V(G1,K)+0.99990851 BM1 M1 0 V=(0.077333802*(URAMP(V(G2,K))+1e-10))**-4.1390536 BM2 M2 0 V=(0.26600208*(URAMP(V(GG)+URAMP(V(G2,K))/9.4912949)))**5.6390536 BP P 0 V=0.0039476787*(URAMP(V(GG)+URAMP(V(G2,K))/35.681281))**1.5 BIK IK 0 V=U(V(GG))*V(P)+(1-U(V(GG)))*0.2635586*V(M1)*V(M2) BIG IG 0 V=0.0019738393*URAMP(V(G1,K))**1.5*(URAMP(V(G1,K))/(URAMP(V(A,K))+URAMP(V(G1,K)))*1.2+0.4) BIK2 IK2 0 V=V(IK,IG)*(1-0.4*(EXP(-URAMP(V(A,K))/URAMP(V(G2,K))*15)-EXP(-15))) BIG2T IG2T 0 V=V(IK2)*(0.80840035*(1-URAMP(V(A,K))/(URAMP(V(A,K))+10))**1.5+0.19159965) BIK3 IK3 0 V=V(IK2)*(URAMP(V(A,K))+5050)/(URAMP(V(G2,K))+5050) BIK4 IK4 0 V=V(IK3)-URAMP(V(IK3)-(0.0021409526*(URAMP(V(A,K))+URAMP(URAMP(V(G2,K))-URAMP(V(A,K))))**1.5)) BIP IP 0 V=URAMP(V(IK4,IG2T)-URAMP(V(IK4,IG2T)-(0.0021409526*URAMP(V(A,K))**1.5))) BIAK A K I=V(IP)+1e-10*V(A,K) BIG2 G2 K I=URAMP(V(IK4,IP)) BIGK G1 K I=V(IG) * CAPS CGA G1 A 0.007p CGK G1 K 4.6p C12 G1 G2 3.1p CAK A K 3.7p .ENDS

Das ist dasselbe Modell, mit dem ich auch rumhantiert habe.

Grüße

Herbert

Hi an Alle,

Ich grabe das Thema hier noch mal aus.. nämlich genau wegen der 10J12C..

Mein Amp lief bis anhin sauber mit der 77 als Treiberröhre - nun habe ich auf die 10J12C umgebaut. Alles DC geheizt mit CRC auf den 300b und CRCRC auf den Treiberröhren. Mit der 77 war Totenstille - nur Musik. Nun mit der 10J12C habe ich signifikanten 100HZ Brumm (beide LS gleich) .

Was wurde geändert:

Separater Heiztrafo für die 10V
Spannungsteiler Gitter angepasst, damit ich am Gitter 100V und Anode 190V habe.

Ansonsten gleiche Topologie wie mit der 77..

Wies könnte ich nun diesen 100Hz Brumm haben?

HV B+ kann ja fast nicht sein, da ich ja mit der 77 nix hatte..

Gut die Frage ist selbst beantwortet - Die 10J12C mag keine DC Heizung, vor allem wenn der Heiztrafo am Limit läuft.. Habe auf AC Heizung gewechselt.. TOTENSTILLE