China Preamp, komisches verhalten?

Anmerkung: Die 6Z4 werde ich noch durch 6x4 ersetzen - natürlich mit Anpassung der Pinbelegung. Das Lautstärkepoti ist auch Schrott, das wird auch ersetzt.

Servus Daniel,

was ich als ALLERERSTES bei den Telefunken ECC83 mal anschauen würde: Sind bei denen ALLE Pins wirklich über JEDEN Zweifel der Kontaktkorrosion erhaben? Wenn das mit einem eindeutigen "JA" zu beantworten ist, kann man sich den nächsten Schritten zuwenden. Wenn nein: --> Glasfaserradierer ( https://www.buerklin.com/de/glas-radierstift/p/13l3098 ).

Der Heizfaden der ECC83 steht immerhin ca. +85[V] über dem Kathodenpotential der ECC83 - schön ist das nicht. Zwar sagt das Telefunken-Datenblatt für die ECC83 im Kapitel "Grenzwerte": U(fk) 180[V]. Grenzwerte heißt allerdings: Bei Überschreitung kann es sein, daß die Röhre hin ist. Grenzwerte heißt nicht, daß irgendwelche Effekte (wie z.B. "brutzeln" oder "knacken") nicht schon vor Erreichen der Grenzwerte auftreten können (besonders dann nicht, wenn die Röhren schon viele Jahrzehnte auf dem Buckel haben). Dies insbesondere deswegen, weil ein anderer Grenzwert des Telefunken-Datenblattes - nämlich "R(fk) max. 20[kOhm]" zumindest gleichspannungsmäßig massiv verletzt ist: Zwischen den Kathoden der beiden ECC83 Systeme und dem Heizfaden dürfte ein Widerstandswert von deutlich mehr als 20[kOhm] vorliegen, weil dieser (gleichspannungsmäßige) Widerstandswert sehr maßgeblich vom 120[kOhm] Widerstand (= unterer Widerstand des 270[kOhm] / 120[kOhm] Anodenspannungsteilers) bestimmt wird.

Ich persönlich würde mal schauen, was passiert, wenn man den Draht, der von der Mitte der Heizwicklung auf den Knotenpunkt des Anodenspannungsteilers "270[kOhm] / 120[kOhm]" geht, an eben diesem Anodenspannungsteiler ablötet und auf Masse legt. Kaputtgehen kann da meiner Ansicht nach nichts, weil auch die "U(fk)" der ECC82 im Telefunken-Datenblatt mit maximal 180[V] angegeben ist - was deutlich mehr ist als die +137[V], die für die Kathode des oberen ECC82-Systems in der Ausgangsstufe im Schaltbild stehen. Und mit dieser Änderung hätte man dann für die Heizfadenanbindung ALLER Röhren deutlich niederohmigere Verhältnisse als vorher - was im Sinne der Minimierung von Rauschen, Brummen, Brutzeln und Knacken sicher kein Schaden ist.

Unter dem Aspekt zeitlich variabler Leckströme ("brutzeln", "knacken") ist übrigens der 10[µF] / 160[V] Elko im Gegenkopplungszweig kritisch zu sehen (auch sind die +137[V] nicht mehr sehr weit weg von der Elko-Grenzspannung von 160[V]). Den sollte man vielleicht im Zweifelsfall durch einen 250[V] Folienkondensator ersetzen - so groß sind diese Dinger heute nicht mehr: https://www.buerklin.com/de/mkt-folienkondensator/p/52d1188 https://www.buerklin.com/de/folienkondensator/p/49d4530 https://www.buerklin.com/de/folienkondensator/p/43d5895 . Mir ist sowieso nicht ganz klar, warum die Gegenkopplung nicht hinter dem 10[µF] Ausgangs-Auskoppelkondensator abgegriffen wurde - dann hätte man sich den Elko komplett sparen können - und einen niederohmigen Ladestrompfad (= ca. um den Faktor fünf kleinere Ladezeitkonstante) für den Auskoppelkondensator bekäme man noch gratis dazu.

Den eingesparten Kondensator könnte man ja z.B. dafür verwenden, dem Gerät zwischen dem Schleifer des Lautstärkepotis und dem 470[kOhm] Gitterableitwiderstand des Vorstufensystems einen Folienkondensator von z.B. 0.47[µF] / 250[V] zu spendieren (f(g) -3[dB] dieses Hochpasses: ca. 0.7[Hz] - d.h. von spätestens ca. 7[Hz] an aufwärts tritt dieser Hochpaß weder amplituden- noch phasenmäßig überhaupt nicht mehr in Erscheinung). Dann kann sich im Bereich des vorgeschalteten Gerätes / Lautstärkestellers tun was will, ohne daß dadurch der Arbeitspunkt des Vorstufensystems beeinflußt wird.

Was auch noch etwas Rätsel aufgibt, ist das parallelgeschaltete RC-Glied 10[Ohm] / 3.3[nF] ganz links und ganz grob in der vertikalen Mitte des Schaltbildes: Der untere Anschluß dieser Parallelschaltung geht laut Schaltbild nach Masse. Verfolgt man den oberen Anschluß dieser Parallelschaltung, dann läuft der zunächst horizontal als 0[V]-Schiene über das gesamte Schaltbild, um dann im Bereich des Netzteils ebenfalls wieder an Masse zu landen. Sprich: Beide Anschlüsse dieses RC-Gliedes gehen nach Masse - das RC-Glied ist also kurzgeschlossen..... . Als Brummschleifenverhinderer ist diese Mimik viel zu niederohmig - aber welche Funktion hat sie dann?


Grüße

Herbert

Moin,

Ich denke auch, dass Herbert richtig liegt, mit seiner Betrachtung zum Rfk der ECC83. Bei NOS-Röhren sind eben wirklich ALLE Datenblattangaben einzuhalten. Wieder so ein Konstrukt, wo schon bei der Heizung versagt wurde. Wieso wurde da eigentlich das Heizungspotential angehoben? Und was ist das für eine komische Schalterei um die ECC82 am Ausgang? Kennt jemand sowas und was soll das bewirken?

Mir ist sowieso nicht ganz klar, warum die Gegenkopplung nicht hinter dem 10[µF] Ausgangs-Auskoppelkondensator abgegriffen wurde - dann hätte man sich den Elko komplett sparen können - und einen niederohmigen Ladestrompfad (= ca. um den Faktor fünf kleinere Ladezeitkonstante) für den Auskoppelkondensator bekäme man noch gratis dazu.

Dann hat Du aber auch Gleichspannung (Uk der Eingangsstufe vermindert um die Wirkung des Gegenkoppelungswiderstandes...)
auf dem Ausgang.

Gruß, Matthias

hat denn noch gar keiner über die zwei Gleichrichter Röhren geschmunzelt?,

Hans

Ich hab mir das jetz mal genauer angesehen, und festgestellt das dieses Schema gar nicht mit dem Preamp übereinstimmen kann.

Naja China halt, ich reg mich da jetzt auch nicht sonderlich auf. Ich werde denen jetz nochmal auf die Finger klopfen um ein richtiges Schema zu bekommen.

So sieht der Amp übrigens innen aus:

So also das weglegen der Mittenanzapfung vom Potential zu Masse hat schon mal ne wesentliche Verbesserung gebracht. Komisch das die Chinaröhren da kein gebruzzel gemacht haben. Leichte Störgeräusche sind mit den Teles noch vorhanden. Aber wesentlich weniger. Jetzt hab ich noch festgestellt, dass das 100k Eingangspoti vor dem AUSGANG HÄNGT!!! Die spinnen die Chinesen

Mir ist sowieso nicht ganz klar, warum die Gegenkopplung nicht hinter dem 10[µF] Ausgangs-Auskoppelkondensator abgegriffen wurde - dann hätte man sich den Elko komplett sparen können - und einen niederohmigen Ladestrompfad (= ca. um den Faktor fünf kleinere Ladezeitkonstante) für den Auskoppelkondensator bekäme man noch gratis dazu. Dann hat Du aber auch Gleichspannung (Uk der Eingangsstufe vermindert um die Wirkung des Gegenkoppelungswiderstandes...) auf dem Ausgang.

Gegenkopplung so lassen demfall?

Was auch noch etwas Rätsel aufgibt, ist das parallelgeschaltete RC-Glied 10[Ohm] / 3.3[nF] ganz links und ganz grob in der vertikalen Mitte des Schaltbildes: Der untere Anschluß dieser Parallelschaltung geht laut Schaltbild nach Masse. Verfolgt man den oberen Anschluß dieser Parallelschaltung, dann läuft der zunächst horizontal als 0[V]-Schiene über das gesamte Schaltbild, um dann im Bereich des Netzteils ebenfalls wieder an Masse zu landen. Sprich: Beide Anschlüsse dieses RC-Gliedes gehen nach Masse - das RC-Glied ist also kurzgeschlossen..... . Als Brummschleifenverhinderer ist diese Mimik viel zu niederohmig - aber welche Funktion hat sie dann?

Versteh ich auch nich..

Und was ist das für eine komische Schalterei um die ECC82 am Ausgang? Kennt jemand sowas und was soll das bewirken?

Was meinst du damit?

hat denn noch gar keiner über die zwei Gleichrichter Röhren geschmunzelt?,

Sieht doch hübsch aus

Edit: das Schema entspricht bis auf die Potisituation schon in etwa dem Amp.

Rolf_Meyer (Beitrag #4) schrieb:

Wieso wurde da eigentlich das Heizungspotential angehoben? Und was ist das für eine komische Schalterei um die ECC82 am Ausgang? Kennt jemand sowas und was soll das bewirken?

Hallo Matthias,

das Schaltungsprinzip ist unter dem Begriff "Akaido" (oder so ähnlich) mit einer Störkompensation (2,2K zur oberen Anode und 0,1 µF zum Gitter der unteren Röhre) bekannt.

Übrigens, das LS-Poti am Ausgang, so dumm ist diese Variante ganz und gar nicht. Erhöht den Störabstand! Wichtig dabei ist aber, dass die Eingangsröhre von den Quelle nicht übersteuert wird.

Gruß

Rolf_Meyer (Beitrag #4) schrieb:

Dann hat Du aber auch Gleichspannung (Uk der Eingangsstufe vermindert um die Wirkung des Gegenkoppelungswiderstandes...) auf dem Ausgang.

Das ist allerdings völlig richtig und nicht schön. Also doch zweiten Kondensator zum Gegenkopplungszweig - aber nach Möglichkeit eher keinen Elko.

sidolf (Beitrag #8) schrieb:

Übrigens, das LS-Poti am Ausgang, so dumm ist diese Variante ganz und gar nicht. Erhöht den Störabstand! Wichtig dabei ist aber, dass die Eingangsröhre von den Quelle nicht übersteuert wird.

Das ist im Prinzip schon richtig, nur: Durch so ein Poti wird der Ausgangsinnenwiderstand des Vorverstärkers (je nach Potistellung) variabel. Bei dem 100[kOhm] Poti in Mittelstellung steigt der Innenwiderstand dadurch gegenüber dem Links- oder Rechtsanschlag des Potis um ca. 50[kOhm] an - eine entsprechende Höhenabsenkung in Verbindung mit der Lastkapazität mit eingeschlossen. Das Ding mutiert also zum einstellbaren Tiefpaß.

Grüße

Herbert

Moin,

das Schaltungsprinzip ist unter dem Begriff "Akaido" (oder so ähnlich) mit einer Störkompensation (2,2K zur oberen Anode und 0,1 µF zum Gitter der unteren Röhre) bekannt.

Ah, das "Aikido"-Zeugs...naja, warum nicht, wenns funktioniert...Bei mir wäre da eine Drossel und ein paar amtliche Elektrolyten (ich weiß, verpönt) in der Siebung...dann klappt es auch ohne Triksereien...

Übrigens, das LS-Poti am Ausgang, so dumm ist diese Variante ganz und gar nicht.

Nur, mit einem 100k-Poti hast Du eine fein hohe Ausgangsimpedanz geschafften...und die auch noch Lautstarkeabhängig...Da kannst auch gleich die "OkiDoki"-Ausgangsstufe weglassen...

Gegenkopplung so lassen demfall?

Ja. Allerdings würde ich Herberts Rat folgen und den Elektrolyten gegen eine Folie tauschen...

Gruß, Matthias

Danke an alle für die Hilfe bis jetzt!

das Schaltungsprinzip ist unter dem Begriff "Akaido" (oder so ähnlich) mit einer Störkompensation (2,2K zur oberen Anode und 0,1 µF zum Gitter der unteren Röhre) bekannt.

Okay, ich habe jetzt die Mittenanzapfung der Heizspannung auf Masse gelegt, kann ich aber so lassen oder? Weil es klingt irgendwie besser.

Übrigens, das LS-Poti am Ausgang, so dumm ist diese Variante ganz und gar nicht. Erhöht den Störabstand! Wichtig dabei ist aber, dass die Eingangsröhre von den Quelle nicht übersteuert wird.

Das ist im Prinzip schon richtig, nur: Durch so ein Poti wird der Ausgangsinnenwiderstand des Vorverstärkers (je nach Potistellung) variabel. Bei dem 100[kOhm] Poti in Mittelstellung steigt der Innenwiderstand dadurch gegenüber dem Links- oder Rechtsanschlag des Potis um ca. 50[kOhm] an - eine entsprechende Höhenabsenkung in Verbindung mit der Lastkapazität mit eingeschlossen. Das Ding mutiert also zum einstellbaren Tiefpaß.

Da kommt dazu, dass wenn das Poti mal einen weg hat, dass es arg knallen kann im LS. Also ich sehe eher ein solides ALPS im Eingang? Spricht da was dagegen?

Die Elkos in der Gegenkopplung werden ersetzt.

Servus Daniel,

Airsal86 (Beitrag #11) schrieb:

Okay, ich habe jetzt die Mittenanzapfung der Heizspannung auf Masse gelegt, kann ich aber so lassen oder? Weil es klingt irgendwie besser.

Ja, das kannst Du aus meiner Sicht so lassen, ohne Probleme befürchten zu müssen.

Da kommt dazu, dass wenn das Poti mal einen weg hat, dass es arg knallen kann im LS. Also ich sehe eher ein solides ALPS im Eingang? Spricht da was dagegen?

Nein, gegen ein passendes Stereopotentiometer am Eingang (nicht mehr als 100[kOhm], mit logarithmischem Kennlinienverlauf "log") spricht überhaupt nichts. Ich persönlich (ich weiß, da gehen die Meinungen auseinander) würde nur - wie weiter oben beschrieben - auf den Potischleifer einen Koppelkondensator folgen lassen, um eine Gleichspannungstrennung des Eingangs sicherzustellen.

Die Elkos in der Gegenkopplung werden ersetzt.

Aber - wie ebenfalls weiter oben beschrieben - mit der Spannungsfestigkeit der 10[µF] Folienkondensatoren auf 250[V] hochgegehen - 160[V] sind a bisserl knapp.

Grüße

Herbert

Nein, gegen ein passendes Stereopotentiometer am Eingang (nicht mehr als 100[kOhm], mit logarithmischem Kennlinienverlauf "log") spricht überhaupt nichts. Ich persönlich (ich weiß, da gehen die Meinungen auseinander) würde nur - wie weiter oben beschrieben - auf den Potischleifer einen Koppelkondensator folgen lassen, um eine Gleichspannungstrennung des Eingangs sicherzustellen.

Okay das werde ich so umsetzen, der Kondensator: WIMA

Passt so oder?

Aber - wie ebenfalls weiter oben beschrieben - mit der Spannungsfestigkeit der 10[µF] Folienkondensatoren auf 250[V] hochgegehen - 160[V] sind a bisserl knapp.

Ne is klar, da hab ich den im Auge: LINK

Airsal86 (Beitrag #13) schrieb:

Okay das werde ich so umsetzen, der Kondensator: WIMA

33[nF], die auf einen 470[kOhm] Widerstand koppeln, sind (aus Sicht eines korrekten Phasengangs im Tiefbaßbereich) etwas wenig - da läge die -3[dB] Grenzfrequenz des Koppel-Hochpasses bei ca. 10[Hz]. Ich würde etwa den zehnfachen Kapazitätswert vorschlagen, der natürlich für den linken und rechten Kanal identisch sein muß.

Grüße

Herbert

Okay, danke Dir!

Dann so: LINK

Ja, bestens.

Grüße

Herbert

oooh, den guten SCR,

den würd ich aber in den Ausgang nehmen und den vorhandenen dann in die Gegenkopplung.

Hans

Na dann machen wir doch alles Wimas rein :-D Kosten ja nicht die Welt.

Hier noch mal was schräges? Was haben die Widerstände fürn Sinn? Ausgangsimpedanz erhöhen??



Edit: Ich habe jetzt festgestellt, dass die Störgeräusche nach anhalten eines Liedes noch etwas präsent sind und anschliessend verstummen. Kann das wirklich an dem billigen Elko in der Gegenkopplung liegen?

Servus Daniel,

Airsal86 (Beitrag #18) schrieb:

Edit: Ich habe jetzt festgestellt, dass die Störgeräusche nach anhalten eines Liedes noch etwas präsent sind und anschliessend verstummen.

Passiert das auf beiden Kanälen? Wenn ja: gleich laut?

Airsal86 (Beitrag #18) schrieb:

Hier noch mal was schräges? Was haben die Widerstände fürn Sinn? Ausgangsimpedanz erhöhen??

Haben die wirklich 10[kOhm], so wie es die Farbkodierung auf dem Photo vermuten läßt? Wenn ja: ersatzlos raus damit - das wäre ja dann wirklich ein kontraproduktiver Schmarrn.

Grüße

Herbert

pragmatiker (Beitrag #9) schrieb:

sidolf (Beitrag #8) schrieb: Übrigens, das LS-Poti am Ausgang, so dumm ist diese Variante ganz und gar nicht. Erhöht den Störabstand! Wichtig dabei ist aber, dass die Eingangsröhre von den Quelle nicht übersteuert wird. Das ist im Prinzip schon richtig, nur: Durch so ein Poti wird der Ausgangsinnenwiderstand des Vorverstärkers (je nach Potistellung) variabel. Bei dem 100[kOhm] Poti in Mittelstellung steigt der Innenwiderstand dadurch gegenüber dem Links- oder Rechtsanschlag des Potis um ca. 50[kOhm] an - eine entsprechende Höhenabsenkung in Verbindung mit der Lastkapazität mit eingeschlossen. Das Ding mutiert also zum einstellbaren Tiefpaß.

Hallo Herbert, hallo Matthias,

stimmt schon was Ihr da schreibt! Sowas geht natürlich nur wenn die Schaltung auch dazu passt. Wenn VV und Endstufe in einem Gehäuse sind, oder die Ausgangstufe des VV ein KF oder eine SRPP ist, dazu das LS-Poti <= 10K.

Ich habe das bei in meinem SRPP-VV ("Röhrengrab") so gemacht. In der Ausgangsstufe werkeln zwei E88CC, jeweils zwei Systeme parallel geschaltet. Der RLoptimal der Ausgangstufe liegt bei etwa 7K! Eine SRPP hat eh schon einen überragenden Störabstand, da ist dann absolute Ruhe im Karton!

Gruß

Passiert das auf beiden Kanälen? Wenn ja: gleich laut?

Ja auf beiden Kanälen gleich laut. Ich habe jetzt sowieso noch andere Kondensatoren bestellt.

Lustigerweise ist das Störgeräusch nur mit den Telefunken ECC83 vorhanden (ich habe 5 Stück, bei allen das selbe). Bei den China ECC83 macht es keinen mucks. Die Kontakte sind sauber. Kann es sein das die Chinaröhren nicht so fein auflösen?

Hallo Herbert, hallo Matthias, stimmt schon was Ihr da schreibt! Sowas geht natürlich nur wenn die Schaltung auch dazu passt. Wenn VV und Endstufe in einem Gehäuse sind, oder die Ausgangstufe des VV ein KF oder eine SRPP ist, dazu das LS-Poti <= 10K. Ich habe das bei in meinem SRPP-VV ("Röhrengrab") so gemacht. In der Ausgangsstufe werkeln zwei E88CC, jeweils zwei Systeme parallel geschaltet. Der RLoptimal der Ausgangstufe liegt bei etwa 7K! Eine SRPP hat eh schon einen überragenden Störabstand, da ist dann absolute Ruhe im Karton!

Also, ich muss jetzt doch nachfragen, was ist vom Schaltungsdesign her die bessere Lösung - vor oder nach der Schaltung mit dem Poti?

Airsal86 (Beitrag #21) schrieb:

Also, ich muss jetzt doch nachfragen, was ist vom Schaltungsdesign her die bessere Lösung - vor oder nach der Schaltung mit dem Poti?

Hallo Daniel,

kommt drauf an. Wie groß ist Dein LS-Poti und wie lang ist Deine Koaxleitung vom Vorverstärker zur Endstufe?

Ich würde es vorerst mal so lassen. Die Aikido Ausgangsstufe müsste einen ähnlich niedrigen Ausgangswiderstand wie ein Kathodenfolger (KF) haben. Kann man mal durchrechnen oder simulieren. Wichtig ist jetzt doch erstmal das Störgeräusch zu beseitigen!

Airsal86 (Beitrag #18) schrieb:

Na dann machen wir doch alles Wimas rein :-D Kosten ja nicht die Welt.

na, dann aber die MKP,

Hans

Airsal86 (Beitrag #21) schrieb:

Also, ich muss jetzt doch nachfragen, was ist vom Schaltungsdesign her die bessere Lösung - vor oder nach der Schaltung mit dem Poti?

Moin,

also, ohne Poti kriegen die ECC83 dann den vollen CD-Pegel von ca, 2 V auf´s Gitter, der Arbeitspunkt liegt aber bei 1,4 V und beim zweiten System sogar nur bei 1 V,

wieso verzerrt dass denn garnicht,

der 0,01µ begrenzt schon bei 16 Hz, der sollte auch deutlich größer sein,

Hans

Servus Hans,

u.a. wegen dieser Arbeitspunkte hab' ich ja weiter oben geschrieben, daß das Lautstärkepoti vorne ran gehört.

Vielleicht übersteuert die Kiste ja auch mit den Telefunken ECC83 (weil eventuell deren Arbeitspunkt woanders liegt als derjenige der China-Röhren) und dann braucht es aufgrund des Gleichstromanteils seine Zeit (durch die Zeitkonstanten der 10[µF] Kondensatoren mit den sie umgebenden Widerständen gebildet), bis der Ausgangs- und Gegenkopplungskondensator sich von dieser Übersteuerung wieder "erholt" hat ("Knuspern, brutzeln und rascheln"). Möglicherweise liegt der Arbeitspunktruhespannung an den Kathoden mit den Chinröhren etwas höher als mit den Telefunken ECC83, wodurch die China-Röhren später in die Übersteuerung (mit den damit einhergehenden Umladeeffekten der Kondensatoren) gehen. Kann man aber leicht mit einem Multimeter nachmessen, diese Kathodenspannungen aller Röhren im unausgesteuerten Ruhezustand (sowohl für den China wie auch für den Telefunken-Fall).

Grüße

Herbert

pragmatiker (Beitrag #25) schrieb:

u.a. wegen dieser Arbeitspunkte hab' ich ja weiter oben geschrieben, daß das Lautstärkepoti vorne ran gehört.

Hallo Hans, hallo Herbert,

normalerweise hat der CD-Eingang einen Spannungsteiler auf 0db drin. Brutzelt, raschelt usw. es denn auch wenn keine Quelle angeschlossen ist?

Wenn diese Aikido-Schaltung mit dem 0,1µF Kondensator von der oberen Anode zum Gitter der unteren Röhre richtig arbeiten soll, dann braucht es am Ausgang, ähnlich wie bei der SRPP, einen niederohmigen Shunt.

Die Formel: Rshunt = (µ*Ra-Ra-Rk-Ri)/2, (17*2,4 - 2,4 - 0,510 -7,7)/2! Also etwa 15K!

Sonst ist der Klirr zu hoch, da kein PP-Betrieb! Lässt man den Kondensator weg, dann braucht man den Shunt nicht, hat aber dann auch keinen PP-Betrieb.

Gruß Sigi

tinnitusede (Beitrag #24) schrieb:

der 0,01µ begrenzt schon bei 16 Hz, der sollte auch deutlich größer sein,

Das stimmt - allein schon wegen der befürchtbaren Phasenprobleme, weil dieses C/R-Glied ja innerhalb der Gegenkopplungsschleife liegt.

Grüße

Herbert

Toll wie ich von Euch lernen kann!

Der Shunt wäre also der 10k an den Ausgangs-RCA?

der 0,01µ begrenzt schon bei 16 Hz, der sollte auch deutlich größer sein,

Und welchen 0,01uF meint Ihr jetzt der am Ausgang oder der in der Gegenkopplung?

Airsal86 (Beitrag #28) schrieb:

Und welchen 0,01uF meint Ihr jetzt der am Ausgang oder der in der Gegenkopplung?

Weder - noch. Gemeint ist der 10[nF] (0.01[µF]) Koppelkondensator, der von der Anode des ersten Röhrensystems auf das Gitter des zweiten Röhrensystems und auf den 1[MOhm] Gitterableitwiderstand des zweiten Röhrensystems nach Masse geht - also den hier:



Grüße

Herbert

Okay, Zusammenfassung:

1. Poti auf die Eingangsseite -> wird gemacht
2. Shunt am RCA-Ausgang lassen?
3. Gegenkopplung Kondensator wechseln -> wird gemacht
4. Mittenanzapfung Heizung auf Masse legen -> erledigt
5. Koppelkondensator 12ax7 Anode zu 12ax7 Gitter redimensionieren? Welche kapazität?
6. Kathodenspannungen zur sicherheit mal messen um die Arbeitspunkte zu kontrollieren - wird gemacht
7. Eingangskondensatoren 330nF einbauen nach Poti und vor 1K und 470K

Was hab ich vergessen?

Servus Daniel,

Airsal86 (Beitrag #30) schrieb:

2. Shunt am RCA-Ausgang lassen?

Da ist bis jetzt kein Shunt (= Parallelwiderstand) drin, sondern ein 10[kOhm] Serienwiderstand - der gehört im Ausgang ersatzlos raus. Nach Sigis Rechnung gehört am Ausgang gegen Masse ein Widerstand von 15[kOhm] hin, um die Stufe optimal zu belasten. Ich persönlich würde diesen Lastwiderstand 22[kOhm] groß machen - das trägt der Tatsache Rechnung, daß die meisten Eingänge der Geräte, die nach dem Vorverstärker kommen, mit einem Eingangswiderstand von 47[kOhm] spezifiziert sein dürften (welche dem Ausgangswiderstand des Vorverstärkers parallel liegen) --> 22[kOhm] = 1 / ((1 / 15[kOhm]) - (1 / 47[kOhm])).

5. Koppelkondensator 12ax7 Anode zu 12ax7 Gitter redimensionieren? Welche kapazität?

da würde ich 0.1[µF] bis 0.22[µF] nehmen - wenn genau 0.15[µF] bei Deinem Händler hergehen, nimm 0.15[µF] (f(g)-3[dB] @ 0.15[µF] = ca. 1.1[Hz]). Spannungsfestigkeit: 400[V].

Grüße

Herbert

Ja oke klar jetzt isses drin bei mir. Okay werd ich so machen.

Moin,

Hört blos auf, zuviel an der Schalte rumzudoktern. So, wie im Schaltplan darfestellt, ist das Dingens schon nahezu perfekt!
Wenn ich kein so gespaltenes Verhältnis zu Gegenkoppelungen hätte, wäre das sogar eine Option für mich. Die einzigen Kritikpunkte sind:
1. Poti am Ausgang
2. Gegenkoppelungskondensator als Elektrolyt
3, Mit 20dB wäre mir die Verstärkung zu hoch

Ich habe (als Simulations-Freak) die Schalte mal durch die Simulation gejagt.
Mit der Erkenntnis, dass diese Schaltung nahezu brillant ist.
Natürlich wird das Teil mit 1,8 - 2Veff (was heutige CDP so von sich geben) völlig übersteuert, was natürlich zu irgendwelchen "Bratzel-Effekten" führen kann.
Für 2Veff am Ausgang reichen 125mVeff am Eingang. Damit könnte man sogar irgendwelche Smartphones als Quelle nutzen. Und natürlich gehört das Poti deshalb an den Eingang!
Die Geschichte mit der "Aikido-Kompensation" funktioniert hervorragend. Z.B. 200mVpp auf der Ub werden auf <200µVpp am Ausgang. Schön.
Die Ausgangsimpedanz liegt bei ~800Ohm/20Hz, abfallend auf ~20Ohm bei 1kHz-20kHz. Perfekt!
Klirr bei 20Hz 0,03% abfallend aif 0,0003% bei 1kHz-20kHz (2Veff am Ausgang), Super.
Der Phasenfehler ist äußerst gering...< +2°/20Hz zu ~-1°/20kHz.

Der Koppel-Kondensator zwischen den beiden ersten Stufen ist durchaus korrekt dimensioniert...er könnte sogar kleiner sein (1nF). Vergrößern sollte man ihn nicht. Das liegt übrigens an den 10µF Serien-Kondensator in der Gegenkoppelung...der sorgt für einen negativen Phasenfehler im Tiefbass...ist recht ungewöhnlich, aber durchaus sinnvoll.

Am Ende bleibt nur der Versatz des Potis zum Eingang und der Austausch des Kondensators in der Gegenkoppelung...Der Rest ist, genau so wie er ist, völlig OK.

Gruß, Matthias

Moin, Hört blos auf, zuviel an der Schalte rumzudoktern. So, wie im Schaltplan darfestellt, ist das Dingens schon nahezu perfekt! Wenn ich kein so gespaltenes Verhältnis zu Gegenkoppelungen hätte, wäre das sogar eine Option für mich. Die einzigen Kritikpunkte sind: 1. Poti am Ausgang 2. Gegenkoppelungskondensator als Elektrolyt 3, Mit 20dB wäre mir die Verstärkung zu hoch Ich habe (als Simulations-Freak) die Schalte mal durch die Simulation gejagt. Mit der Erkenntnis, dass diese Schaltung nahezu brillant ist. Natürlich wird das Teil mit 1,8 - 2Veff (was heutige CDP so von sich geben) völlig übersteuert, was natürlich zu irgendwelchen "Bratzel-Effekten" führen kann. Für 2Veff am Ausgang reichen 125mVeff am Eingang. Damit könnte man sogar irgendwelche Smartphones als Quelle nutzen. Und natürlich gehört das Poti deshalb an den Eingang! Die Geschichte mit der "Aikido-Kompensation" funktioniert hervorragend. Z.B. 200mVpp auf der Ub werden auf <200µVpp am Ausgang. Schön. Die Ausgangsimpedanz liegt bei ~800Ohm/20Hz, abfallend auf ~20Ohm bei 1kHz-20kHz. Perfekt! Klirr bei 20Hz 0,03% abfallend aif 0,0003% bei 1kHz-20kHz (2Veff am Ausgang), Super. Der Phasenfehler ist äußerst gering...< +2°/20Hz zu ~-1°/20kHz. Der Koppel-Kondensator zwischen den beiden ersten Stufen ist durchaus korrekt dimensioniert...er könnte sogar kleiner sein (1nF). Vergrößern sollte man ihn nicht. Das liegt übrigens an den 10µF Serien-Kondensator in der Gegenkoppelung...der sorgt für einen negativen Phasenfehler im Tiefbass...ist recht ungewöhnlich, aber durchaus sinnvoll. Am Ende bleibt nur der Versatz des Potis zum Eingang und der Austausch des Kondensators in der Gegenkoppelung...Der Rest ist, genau so wie er ist, völlig OK.

Okay bleibt das Rätsel des Bratzelns mit (allen fünf) Telefunken ECC83. Das bei den China ECC83 nicht auftritt. Soll ich also die Mittenanzapfung wieder auf die alte stelle legen? Das hat nämlich eine leichte Verbesserung gebracht.

Das Bratzeln ist auch ohne Quelle vorhanden.

Sollen dann die Wiederstände an den Ausgangs RCA bleiben??

Hier noch n Screenshot der Röhrenwerte:

Okay bleibt das Rätsel des Bratzelns mit (allen fünf) Telefunken ECC83. Das bei den China ECC83 nicht auftritt.

Mysteriös das.

Soll ich also die Mittenanzapfung wieder auf die alte stelle legen? Das hat nämlich eine leichte Verbesserung gebracht.

Auf Masse lassen!

Sollen dann die Wiederstände an den Ausgangs RCA bleiben??

Raus mit den Dingern!

Gruß, Matthias

Mysteriös das.

Sehr ja.. Wenn das sch.... Bratzeln wenigstens immer da wäre. Ich habe sogar mal für einen Kanal die Chinaröhre drinn gelassen und auf dem anderen Kanal die Tele reingemacht. Dann bratzelts auf dem Telekanal.. Wie gesagt ich hatte die Teles in einem anderen Amp da war totenstille. Die gehen ja auch nicht so schnell kaputt.. Vor allem alle 5??

EDIT: Die Teles machen auch keinen Mucks wenn ich dranklopfe. Nur so zur Info..

Ich könnte auch Messungen mit dem Oszi machen wenn noch jemand eine Idee hätte.

Ich hätte da noch eine Idee...
Die alten NOS haben meist eine geringere Interelektroden-Kapazität, als die Röhren aus neuer Fertigung.
Nun ist diese Schaltung mit einer recht straffen Gegenkoppelung gesegnet...möglicherweise treibt es deshalb hochfrequenten Unfug bei geringerer Kapazität.
Ich würde zum Test den Schwingschutzwiderstand am Gitter der Eingangsröhre (jetzt 1kOhm) mal auf 10kOhm erhöhen und/oder einen Schwingschutzwiderstand vor dem Gitter der zweiten ECC83 einfügen (1k oder 10kOhm) vielleicht hört das Gebratzel ja auf...
Immer schrittweise... nicht alles auf einmal ändern...

Viel Erfolg...

Rolf_Meyer (Beitrag #33) schrieb:

Die Ausgangsimpedanz liegt bei ~800Ohm/20Hz, abfallend auf ~20Ohm bei 1kHz-20kHz. Perfekt! Klirr bei 20Hz 0,03% abfallend aif 0,0003% bei 1kHz-20kHz (2Veff am Ausgang), Super. Der Phasenfehler ist äußerst gering...< +2°/20Hz zu ~-1°/20kHz.

Hallo Matthias,

ich habe diese Schaltung noch nicht simuliert, aber viele andere schon. Mir ist schon lange aufgefallen, dass in spice der Sinusgenerator von sich aus schon ab ".tran 0.05 und z.B. >= 3V, 1000Hz, Rser=600" über 1% THD produziert. Wie kannst Du so niedrige Klirrwerte messen? Hast Du ein anderes spice?

Wie willst Du in der Praxis mit einer Klirrfaktormessbrücke so geringen Klirr sinnvoll messen und die Schaltung optimieren, wenn der Signalgenerator (HP...) schon => 0,08% liefert?

Gruß

Ich hätte da noch eine Idee... Die alten NOS haben meist eine geringere Interelektroden-Kapazität, als die Röhren aus neuer Fertigung. Nun ist diese Schaltung mit einer recht straffen Gegenkoppelung gesegnet...möglicherweise treibt es deshalb hochfrequenten Unfug bei geringerer Kapazität. Ich würde zum Test den Schwingschutzwiderstand am Gitter der Eingangsröhre (jetzt 1kOhm) mal auf 10kOhm erhöhen und/oder einen Schwingschutzwiderstand vor dem Gitter der zweiten ECC83 einfügen (1k oder 10kOhm) vielleicht hört das Gebratzel ja auf... Immer schrittweise... nicht alles auf einmal ändern...

Danke für den Input - gibts da noch andere Meinungen dazu?

Hört blos auf, zuviel an der Schalte rumzudoktern. So, wie im Schaltplan darfestellt, ist das Dingens schon nahezu perfekt! Wenn ich kein so gespaltenes Verhältnis zu Gegenkoppelungen hätte, wäre das sogar eine Option für mich. Die einzigen Kritikpunkte sind: 1. Poti am Ausgang 2. Gegenkoppelungskondensator als Elektrolyt 3, Mit 20dB wäre mir die Verstärkung zu hoch

An Rolf_Meyer: Soll ich dann die Koppelkondis am Eingang ebenfalls weglassen? (330nF)

Servus Matthias,

Rolf_Meyer (Beitrag #33) schrieb:

Das liegt übrigens an den 10µF Serien-Kondensator in der Gegenkoppelung...der sorgt für einen negativen Phasenfehler im Tiefbass...

ohne jetzt irgendwas simuliert zu haben (dazu fehlt mir momentan schlicht die Zeit): Wenn ich einfach "zu Fuß" die Grenzfrequenz von 10[µF] / 24[kOhm] ausrechne (und sowohl den Ausgangswiderstand wie auch den Kathodenwiderstand der ersten Stufe aus Vereinfachungsgründen zu null setze - was das Ergebnis frequenzmäßig sowieso noch nach oben schiebt). komme ich auf eine -3[dB] Grenzfrequenz von ca. 0.66[Hz]. Das heißt, daß spätestens ab ca. 6.6[Hz] keine relevanten Phasen- und Amplitudenfehler mehr auftreten sollten. Und diese ca. 6.6[Hz] liegen weit unter dem, was man gewöhnlicherweise "Tiefbaß" nennt - das ist Infraschall. Wie dieses Glied dann im "wirklichen" Tiefbaßbereich (also von ca. 20[Hz] bis ca. 80[Hz]) eine Wirkmächtigkeit entfalten sollte, welche die Phasendrehungen der 10[nF] / 1[MOhm] Kombination (f(g)-3[dB] = ca. 15.9[Hz]) im Tiefbaßbereich kompensiert, ist mir nicht ganz klar.

[EDIT]Jetzt hab' ich doch mal das Detail der Gegenkopplung schnell simuliert:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/dskva1vxm6e051bmx.jpg

Wie man sieht, beträgt der Phasenfehler bei ca. 20[Hz] gerade noch ca. 1.5[°] (was aus meiner Sicht vernachlässigbar ist). Daran ändert sich - auf die Phase bezogen - auch nichts wesentliches (eher wird der Phasenfehler noch etwas geringer), wenn man R1 20[Ohm] und R3 1[kOhm] groß macht. Dasselbe gilt, wenn man R3 10[kOhm] groß macht.

Das steht jedenfalls aus meiner Sicht im krassen Kontrast zu dem 10[nF] / 1[MOhm] CR-Glied, welches bei 20[Hz] immerhin einen Phasenfehler von ca. 37[°] generiert (angenommener Innenwiderstand der treibenden ECC83 Stufe: 50[kOhm]; nimmt man hier 100[kOhm] an, dann ändert sich an diesem Phasenfehler bei 20[Hz] nicht viel - das sind dann vielleicht ein, zwei Grad weniger). Schaltet man zu dem 1[MOhm] Gitterableitwiderstand in der Simulation 300[pF] Kapazität parallel, um den Herrn Miller, Schaltkapazitäten etc. zu simulieren, dann ändert sich die Phasendrehung bei 20[Hz] um weniger als 1[°]:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/dskw5sfav01q92xbd.jpg

Erhöht man in dieser Simulation R1 (also den Ausgangs-Innenwiderstand der ersten ECC83) auf 100[kOhm], dann werden aus den 36[°] Phasendrehung etwas mehr als 35[°] - auch hier ist die Änderung also kleiner als 1[°].

Ich wiederhole mich: Wie das Gegenkopplungsnetzwerk die Phasendrehungen des CR-Koppelnetzwerks zwischen erster und zweiter Stufe im Tiefbaß kompensieren soll, ist mir auch anhand dieser Simulationen nicht ganz klar.

Grüße

Herbert

Moin,

Hier die Simu...


Abends mehr.

Gruß, Matthias

Das hat mir jetzt doch keine Ruhe gelassen - deswegen nachfolgend mal 6 Simulationen:

• Mit einem Koppel C von 1[nF] zwischen der ersten und der zweiten Stufe und ohne simulierte Miller- und Verdrahtungskapazitäten.
  
• Mit einem Koppel C von 1[nF] zwischen der ersten und der zweiten Stufe und mit simulierten Miller- und Verdrahtungskapazitäten.
  
• Mit einem Koppel C von 10[nF] zwischen der ersten und der zweiten Stufe und ohne simulierte Miller- und Verdrahtungskapazitäten.
  
• Mit einem Koppel C von 10[nF] zwischen der ersten und der zweiten Stufe und mit simulierten Miller- und Verdrahtungskapazitäten.
  
• Mit einem Koppel C von 0.15[µF] zwischen der ersten und der zweiten Stufe und ohne simulierte Miller- und Verdrahtungskapazitäten.
  
• Mit einem Koppel C von 0.15[µF] zwischen der ersten und der zweiten Stufe und mit simulierten Miller- und Verdrahtungskapazitäten.
  

Die Miller- und Verdrahtungskapazitäten sind nur sehr, sehr roh simuliert und abgeschätzt - daß das bedeutend besser und feiner geht, ist mir klar (das ist aber hier auch nicht die Hauptaufgabenstellung).


1.) Mit Koppel-C 1[nF] / ohne simulierte Miller- und Verdrahtungskapazitäten:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/dskz4bph3zrrwlwyx.jpg


2.) Mit Koppel-C 1[nF] / mit simulierten Miller- und Verdrahtungskapazitäten:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/dskz53hrs003kfeax.jpg


3.) Mit Koppel-C 10[nF] / ohne simulierte Miller- und Verdrahtungskapazitäten:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/dskz5tvzgr3571ag9.jpg


4.) Mit Koppel-C 10[nF] / mit simulierten Miller- und Verdrahtungskapazitäten:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/dskz6mly8x19b69t5.jpg


5.) Mit Koppel-C 0.15[µF] / ohne simulierte Miller- und Verdrahtungskapazitäten:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/dskz7gd8wu4h2506h.jpg


6.) Mit Koppel-C 0.15[µF] / mit simulierten Miller- und Verdrahtungskapazitäten:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/dskz8kuvdj8tak5d5.jpg

Mit den simulierten Miller- und Verdrahtungskapazitäten treten da also folgende Phasenfehler an den Eckfrequenzen 20[Hz] und 20[kHz] auf:

• Koppelkondensator C2 = 1[nF]: 20[Hz] ca. +8[°] und 20[kHz] ca. -21[°].
  
• Koppelkondensator C2 = 10[nF]: 20[Hz] ca. +3[°] und 20[kHz] ca. -21[°].
  
• Koppelkondensator C2 = 0.15[µF]: 20[Hz] ca. +2[°] und 20[kHz] ca. -20[°].
  

Bei den Simulationen ohne Miller- und Verdrahtungskapazitäten sind die Phasenverschiebungen bei 20[Hz] identisch, bei 20[kHz] betragen sie einheitlich ca. -2[°C].

Ohne jetzt irgendwo in der Schaltung rumgestochert zu haben, um festzustellen, ob und wo wir an Übersteuerungsgrenzen o.ä. laufen......Wie würde Spock sagen: Faszinierend......was Gegenkopplungsschleifen alles bewirken (können).......


Zum Schluß noch das Schaltbild mit eingetragenen Gleichspannungs- und Gleichstromwerten, die sich so in der Simulation ergeben, wenn der Verstärker nicht ausgesteuert wird:


In höherauflösend: http://666kb.com/i/dsl0hmqfbk10od2jt.jpg

Im Rahmen der bei Röhrenschaltungen üblichen Toleranzen stimmen die Spannungswerte der Simulation recht gut mit den Spannungswerten überein, die ganz oben im Geräteschaltbild aufgeführt sind.

Grüße

Herbert

Okay das ist jetzt krass! Ihr dreht völlig auf! Das ist für mich sehr spannend, da ich mich noch nie effektiv mit der Simulation solcher Schaltungen befasst habe. Ich muss mich jetzt auch grad sehr anstrengen alles zu verstehen.

Du hast jetzt vor dem Eingangskondi von 0.33uF noch R4, R5 und R6 eigebaut? Wie muss ich diese interpretieren?

R17 wäre der Shunt der noch einzubauen wäre?

Servus Daniel,

Airsal86 (Beitrag #43) schrieb:

Du hast jetzt vor dem Eingangskondi von 0.33uF noch R4, R5 und R6 eigebaut? Wie muss ich diese interpretieren?

R4 und R5 bilden das 100[kOhm] Lautstärkepotentiometer ab (der Knotenpunkt R4 / R5 / C1 ist praktisch der Schleifer des Potentiometers), das in diesem Fall in Mittelstellung steht (und damit widerstandsmäßig den hochohmigsten Fall darstellt). R6 ist der Innenwiderstand der Signalquelle (z.B. des CD-Spielers) - ich habe hier denselben Wert genommen wie Matthias, um eine Vergleichbarkeit der Ergebnisse zu haben. Diese Erläuterungen stehen auch in blauem Text direkt über den Bauelementen.

R17 wäre der Shunt der noch einzubauen wäre?

Nein, R17 ist der (auch im Originalschaltbild vorhandene) Widerstand von 120[kOhm], der am Ausgang einen Ladestrompfad für den Ausgangskondensator sicherstellt. Der von Sigi angeregte zusätzliche Shunt ist in meinen Simulationen noch nicht enthalten, weil ich mich in meinen Simulationen bisher nur mit dem "über alles"-Frequenz- und Phasengang beschäftigt habe. So Sachen wir Klirrfaktoroptimierung etc. habe ich noch nicht simuliert - und erst dann käme der (zusätzliche), von Sigi angeregte Lastwiderstand ("Shunt") zum Tragen.

Ach ja: Die simuierten Miller- und Verdrahtungskapazitäten bei den ECC83 setzen sich wie folgt zusammen: 1.6[pF] C(gk) * einem angenommenen "µ" von 50 ergibt 80[pF] - das ist die Millerkomponente. Dazu noch 20[pF] Verdrahtungskapazität - und fertig sind die 100[pF]. Die ECC82 haben ein sehr viel geringeres µ (theoretisches Maximum: 17) wie die ECC83 (theoretisches Maximum: 100), deswegen fällt auch die Millerkomponente hier deutlich kleiner aus (oder entfällt praktisch ganz) - daher kommen die 30[pF] für die ECC82. Das alles hab' ich nur deswegen eingebaut, weil ich mir die Modelle der Röhren noch nie hinsichtlich der genauen Modellierung dieser parasitären Größen angeschaut habe - wenn die Modelle all das korrekt abbilden, dann braucht man die externe Abbildung der Parasitärkapazitäten natürlich nicht, aber: sicher ist sicher.

Grüße

Herbert

Herbert du bist eine MASCHINE! Ich bin echt überwältigt was hier im Forum so abgeht!

Okay R17 fehlt dem Fall in der realen Schaltung. Ich check das mal.

Airsal86 (Beitrag #45) schrieb:

Okay R17 fehlt dem Fall in der realen Schaltung

Das wäre SEHR schlecht, weil sich dann der Ladestrom für den Ausgangskondensator einen Strompfad im hinten am Ausgang dranhängenden Verstärker suchen müßte - was u.U. für "knusper, brutzel, raschel" mit verantwortlich sein könnte.

Grüße

Herbert

Tatsache - die fehlen! Dachte erst noch die komischen am Ausgang könnten falsch eingelötet sein, aber das sind 10kOhm. Verdammt jetzt muss ich wieder ne bestellung machen.. Ein 100kOhm passt da nich hin oder?

Airsal86 (Beitrag #47) schrieb:

Ein 100kOhm passt da nich hin oder?

Doch, 100[kOhm] kannst Du da ohne weiteres anstelle der 120[kOhm] einsetzen.

Airsal86 (Beitrag #47) schrieb:

Verdammt jetzt muss ich wieder ne bestellung machen

Wenn man nur a bisserl mehr bastelt, dann sind Widerstands- und Kondensatorsortimente, in denen von jedem Wert mindestens je 10 Stück (und von den Hauptwerten je 50 Stück) enthalten sind, eine unheimlich sinnvolle Investition. Kostet einmalig zwar ein paar Hunderter, aber dann muß man nicht wegen jedem Kleinkram wieder eine Bestellung machen und auf die Lieferung warten......

Grüße

Herbert

Ja das ist klar, muss ich mir zulegen! So 100kOhm ist drin, Kondensatoren sind auch gewechselt und jetzt fehlt mir noch das Poti, da ich das falsche erhalten habe. Mal sehen ob das morgen noch kommt.

Okay ich habe jetzt gerade noch festgestellt, dass der R2 10kOhm (1k im Plan) und R3 74kOhm (470k im Plan) misst. Des weiteren ist vom Eingangswahlschalter zu diesem Knoten noch ein 24kOhm wiederstand drinn (Anstelle vom Poti)?

Warum denn das?